大帶寬矢量信號(hào)分析儀的中頻處理設(shè)計(jì)

作者 / 田元鎖 趙潤(rùn)年 中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第四十一研究所(安徽 蚌埠 233010)

　　*基金項(xiàng)目：中國(guó)電科技術(shù)創(chuàng)新項(xiàng)目《微波毫米波大帶寬大規(guī)模MIMO測(cè)試技術(shù)研究》

　　田元鎖，1983年6月出生，工學(xué)碩士，工程師，主要研究方向?yàn)殡娮訙y(cè)試與儀器開發(fā)、中頻電路設(shè)計(jì)等。

摘要：移動(dòng)通信技術(shù)飛速發(fā)展，系統(tǒng)帶寬不斷增加，本文提出了大帶寬矢量信號(hào)分析儀的中頻處理設(shè)計(jì)，用于解決大帶寬矢量信號(hào)中頻處理的難點(diǎn)，適用于多種矢量信號(hào)標(biāo)準(zhǔn)，能接收高達(dá)100 MHz寬帶的矢量信號(hào)，解調(diào)分析性能的EVM值小于1%，滿足大帶寬矢量信號(hào)分析的要求。

0 引言

　　IQ正交調(diào)制技術(shù)普遍應(yīng)用于現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)，其調(diào)制信號(hào)可以用IQ兩路來表示。作為調(diào)制信號(hào)，其信號(hào)質(zhì)量必須要達(dá)到要求，通常衡量把這種IQ正交調(diào)制信號(hào)當(dāng)作一個(gè)矢量來分析，映射到星座(Constellation)的I軸(橫軸)Q軸(縱軸)上，分別對(duì)IQ兩路信號(hào)進(jìn)行分析，也可以針對(duì)IQ信號(hào)衍生出來的多個(gè)指標(biāo)進(jìn)行分析，如EVM，從不同的角度衡量了矢量調(diào)制信號(hào)的信號(hào)質(zhì)量^[1-7]。

　　目前通信系統(tǒng)的信號(hào)變得越來越復(fù)雜，如大的帶寬、復(fù)雜的調(diào)制方式，要求矢量信號(hào)分析儀具有分析大帶寬、多種調(diào)試制式信號(hào)的分析能力。因而在大帶寬矢量信號(hào)分析儀的設(shè)計(jì)，就必須滿足以上要求。通常來說，矢量信號(hào)分析帶寬越大，數(shù)字下變頻處理越復(fù)雜，國(guó)外優(yōu)秀的矢量信號(hào)分析儀表廠商一般采用大規(guī)模集成電路，手段先進(jìn)，我們借鑒其經(jīng)驗(yàn)，并考慮成本等因素，采用多片通用高速現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯器件來構(gòu)成數(shù)字下變頻器 ^[8-11]。

1 中頻處理單元

　　1.1 數(shù)字下變頻器的設(shè)計(jì)

　　數(shù)字下變頻器的性能對(duì)整個(gè)中頻處理影響很大，主要因素有兩個(gè)：一是表示數(shù)字本振、輸入信號(hào)以及混頻乘法運(yùn)算的樣本數(shù)值的有限長(zhǎng)所引起的誤差，即數(shù)字混頻器和數(shù)字本振的數(shù)據(jù)位數(shù)不夠?qū)?，產(chǎn)生尾數(shù)截?cái)?二是數(shù)字本振相位的分辨率不夠而引起數(shù)字本振樣本數(shù)值的近似取值。根據(jù)截?cái)嗪徒频某潭龋瑫?huì)或多或少地影響數(shù)字下變頻的性能^[12-14]?；谏鲜龅奶攸c(diǎn)，高采樣率數(shù)字下變頻器的設(shè)計(jì)有相當(dāng)大的難度，圖1是數(shù)字下變頻器的原理框圖。

　　其中包括數(shù)字混頻器、數(shù)字控制振蕩器和低通濾波器三個(gè)部分。

　　決定數(shù)字下變性能的最主要因素是數(shù)字控制振蕩器(NCO)，其作用就是產(chǎn)生一個(gè)理想的正弦和余弦波。在信號(hào)采樣率很低的時(shí)候，通過實(shí)時(shí)計(jì)算的方法產(chǎn)生。在信號(hào)采樣頻率很高情況下，實(shí)時(shí)計(jì)算的方法是不可能實(shí)現(xiàn)的，因此，最有效、最簡(jiǎn)便的手段是查表法，即事先根據(jù)各個(gè)NCO正弦波相位計(jì)算好相位的正弦值，以相位角度作為地址存儲(chǔ)該相位的正弦值數(shù)據(jù)，相位角度與該相位的正弦值一一對(duì)應(yīng)，在每出現(xiàn)一次信號(hào)采樣值時(shí)，NCO就增加一個(gè)2π(fLO/fs)，然后以相應(yīng)相位累加角度作為地址，檢查該地址上的數(shù)值并輸出到數(shù)字乘法器。數(shù)字低通濾波器擬采用CIC濾波器和FIR濾波器相結(jié)合的方式，CIC濾波器占用資源少，并實(shí)現(xiàn)信號(hào)的抽取，F(xiàn)IR濾波器可以得到較好的帶外抑制^[12-14]。圖2是CIC濾波器和FIR濾波器組合的一種仿真結(jié)果。

　　1.2 中頻自動(dòng)增益控制

　　自動(dòng)增益控制模塊主要是運(yùn)用自動(dòng)量程變換技術(shù)，如圖3所示，核心思想是利用通路中抗混疊濾波器有較長(zhǎng)的延時(shí)特性，在ADC之前加一個(gè)可變?cè)鲆嬲{(diào)節(jié)器，在掃描過程中，使電路能進(jìn)行充分的峰值預(yù)檢測(cè)和增益判別，進(jìn)而調(diào)整進(jìn)入ADC的信號(hào)增益。自動(dòng)量程變換機(jī)制相當(dāng)于擴(kuò)展了ADC的量程范圍，從而提高了測(cè)量動(dòng)態(tài)范圍。圖3中，可變帶通預(yù)濾波器對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行預(yù)濾波。中頻信號(hào)經(jīng)預(yù)濾波后分為兩路：主路信號(hào)進(jìn)行抗混疊濾波，旁路信號(hào)進(jìn)入峰值處理器?？够殳B濾波器存在很大的延時(shí)，它把輸入信號(hào)延時(shí)到ADC采樣時(shí)鐘周期的很多倍。正是該延時(shí)的存在能夠保證信號(hào)到達(dá)ADC之前能夠及時(shí)對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行電平判別處理和增益調(diào)整。濾波器的延時(shí)允許該技術(shù)在一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)及時(shí)檢測(cè)信號(hào)電平，然后在下一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)決定需要調(diào)整的放大器增益并且完成電路設(shè)置。調(diào)整后具有最佳增益的信號(hào)到達(dá)ADC，使動(dòng)態(tài)范圍最大化。特別是對(duì)那些需要更大動(dòng)態(tài)范圍的包含大、小信號(hào)的測(cè)量時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍已經(jīng)通過加在ADC前面的增益改善了。增益規(guī)則處理器根據(jù)峰值處理器的輸出結(jié)果控制可變放大器的增益：輸入為大信號(hào)，放大器增益減小;輸入為小信號(hào)，放大器增益增大。另外增益規(guī)則處理器還控制ADC量化數(shù)據(jù)的縮放處理，目的是去掉可變放大器的增益，恢復(fù)原來信號(hào)幅度值。此外，通過提前對(duì)信號(hào)幅度檢測(cè)和調(diào)整，可以防止信號(hào)過載從而保護(hù)ADC。

　　1.3 矢量調(diào)制誤差的精密修正技術(shù)

　　矢量調(diào)制誤差的精密補(bǔ)償修正技術(shù)要解決兩方面的問題：一是要減小I/Q驅(qū)動(dòng)電路本身的頻率響應(yīng)、直流偏移等問題，盡量降低I/Q驅(qū)動(dòng)電路對(duì)調(diào)制信號(hào)的影響;二是對(duì)驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行必要的修正，進(jìn)一步提高調(diào)制信號(hào)的質(zhì)量。

　　圖4給出了鏡像抑制比與相位平衡、幅度平衡之間的關(guān)系圖。要達(dá)到我們?cè)O(shè)計(jì)要求，鏡像抑制比要求在40dB以上。

　　首先，為了補(bǔ)償基帶通路中的損耗，改善調(diào)制頻響，我們?cè)O(shè)計(jì)了折線補(bǔ)償方案改善通道的頻率響應(yīng)。

　　其次，任何元器件都不可能是理想的，I和Q兩路基帶信號(hào)的增益難免會(huì)有微小的差別，矢量調(diào)制器也有功分兩路功率不平衡、混頻器變頻損耗不一樣等問題，最終體現(xiàn)為矢量調(diào)制信號(hào)的I/Q幅度不平衡，降低矢量調(diào)制信號(hào)的質(zhì)量。

　　從圖4可以看出，幅度平衡要求低于0.05dB，相位誤差要求小于0.5度。顯然，要達(dá)到如此高的要求，不經(jīng)過精密的補(bǔ)償修正是不可能的。

　　1.4 中頻模塊硬件設(shè)計(jì)

　　基帶信號(hào)處理單元主要完成對(duì)信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)信號(hào)分析與實(shí)時(shí)信號(hào)發(fā)生等功能。圖5為160MHz中頻數(shù)字化處理分析模塊的硬件結(jié)構(gòu)示意圖。主要設(shè)計(jì)思想如下：采樣頻率為320MHz的ADC及時(shí)鐘等外圍電路構(gòu)成了信號(hào)采集和調(diào)理電路。FPGA主要負(fù)責(zé)與主機(jī)接口連接，控制數(shù)據(jù)采集，抽取濾波，實(shí)時(shí)FFT以及觸發(fā)控制等處理，然后將時(shí)域數(shù)據(jù)通過串行RapidIO實(shí)時(shí)傳輸給DSP。DSP完成相應(yīng)的時(shí)頻域分析處理，再把數(shù)據(jù)存入DDR2存儲(chǔ)器中。DSP同時(shí)在主機(jī)控制下將頻譜數(shù)據(jù)通過雙口RAM回傳給主機(jī)，同時(shí)也通過串行RapidIO將頻率模板數(shù)據(jù)傳輸給FPGA，進(jìn)行實(shí)時(shí)觸發(fā)。

　　1.5 RapidIO設(shè)計(jì)

　　為了實(shí)現(xiàn)FPGA與DSP大數(shù)據(jù)量的交互，采用串行RapidIO設(shè)計(jì)。串行RapidIO是物理層采用串行差分模擬信號(hào)傳輸?shù)腞apidIO標(biāo)準(zhǔn)。SRIO 1.x 標(biāo)準(zhǔn)支持的信號(hào)速率為1.25GHz、2.5GHz、3.125GHz; RapidIO 2.0標(biāo)準(zhǔn)將支持5GHz和6.25GHz^[15]。如圖6所示，SRIO網(wǎng)絡(luò)圍繞兩個(gè)基本模塊構(gòu)建而成：端點(diǎn)和交換機(jī)。端點(diǎn)對(duì)包進(jìn)行源端(source)和宿端(sink)處理，而交換機(jī)在端口間傳送包，對(duì)其不加解析。以3.125Gbps運(yùn)行的4通道SRIO鏈路可以提供10Gbps的流量，且保證數(shù)據(jù)完整性。由于SRIO類似于微處理器總線，因此包處理是通過硬件實(shí)現(xiàn)的，這意味著可大幅度消減I/O處理方面的額外開銷，降低延遲并增加系統(tǒng)帶寬，但與多數(shù)總線不同，SRIO接口的引腳較少，帶寬在鏈路為3.125Gbps的基礎(chǔ)上可繼續(xù)擴(kuò)展。

2 相關(guān)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　為了滿足大帶寬矢量信號(hào)分析儀的要求，數(shù)據(jù)傳輸測(cè)試模塊基帶使用1x協(xié)議模式與4x協(xié)議模式，其接口時(shí)序圖如圖7、圖8所示。

　　分別用兩載波帶寬為40MHz和三載波帶寬為60MHz進(jìn)行測(cè)試，其測(cè)試結(jié)果為圖9和圖10所示。

3 結(jié)論

　　經(jīng)過相關(guān)測(cè)試，完成了大帶寬矢量信號(hào)分析儀的中頻處理，得到了實(shí)際應(yīng)用.采用該方案，信號(hào)分析帶寬可到100M，目前5G已經(jīng)進(jìn)入到我們的生活，后續(xù)支持5G的信號(hào)分析是個(gè)難點(diǎn)，同時(shí)對(duì)中頻提出了挑戰(zhàn)。

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　　本文來源于《電子產(chǎn)品世界》2018年第10期第32頁(yè)，歡迎您寫論文時(shí)引用，并注明出處。