傳統(tǒng)電流模式的缺陷及改進方案：斜坡補償電路
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從( 2)式可以看出，當占空比小于50%時，m2
4.斜坡補償?shù)脑矸治?/strong>
前面分析的兩個不穩(wěn)定情況實際上都是因為占空比改變引起了電感平均電流的變化，最終導致輸出電壓在一段時間內(nèi)振蕩，尤其當占空比大于50%時更加嚴重。如果能使系統(tǒng)在占空比足夠大的時候才發(fā)生上述不穩(wěn)定現(xiàn)象，就相當于解決了這兩個問題。設圖1中電阻R3上的壓降為Vs，可以嘗試在Vs上疊加一個斜率為m，且在時鐘周期起點處等于零的電壓，則經(jīng)IA放大后相當于在信號VIA上疊加了一個斜率為Avm的電壓。再設電感上有擾動電流AI，經(jīng)IA放大為AvAI。由圖5可以證明，經(jīng)過一個周期后這個擾動電流的值變?yōu)?/p>
把m1D=m2(1-D)代入(3)式得
要使擾動電流在第一個周期就減弱，必須要有
(5)式表明，在斜坡補償前，占空比達到50%后系統(tǒng)就開始不穩(wěn)定，斜坡補償之后，只要補償斜率m滿足式(5)的關系，系統(tǒng)始終是穩(wěn)定的。
由此可見，只要能確定電感電流下降沿的斜率m2和占空比D，就有可能設計出合適的斜坡補償電路，解決峰值電流控制型開關的輸出振蕩問題。
4.1 實際的斜坡補償電路分析
在電流模式PWM IC內(nèi)部集成斜坡補償電路要比理論分析復雜得多，因為在不同應用情況下，(5)式中的m2和D也會不同，所以很難對所有可能的情況作最好的補償。由( 5)式 可以看出，開關電源穩(wěn)定工作時占空比D和電感電流下降沿斜率m2越大，那么它所需的斜坡補償?shù)牧恳簿驮酱?。在連續(xù)工作模式中，D和m2都是由電路結構決定的。而在不連續(xù)工作模式中，D是隨負載變化的量，m2是由電路結構決定的。根據(jù)這個原理可以設計一個補償量隨占空比增大而增大，并且能夠適合一定范圍的m的斜坡補償電路，如圖6。其中Vcc是較穩(wěn)定的電壓，約為2.3V,Vosc是PWM內(nèi)部振蕩器輸出的鋸齒波，最小值和最大值分別為0.6V和1.7V, Vdrv是功率管的柵極控制信號，Iout是斜坡補償電流，輸出到電流采樣電阻(如圖1中的R3)的正端，從而在采樣電阻上疊加了一個電壓降，達到斜坡補償?shù)哪康摹?/p>
鉗位二極管DI、D2，分壓電阻網(wǎng)絡RI,R 2.R 3和R4共同決定了Q5, Q6和Q7的開啟點當一個時鐘周期開始時，Vdrv由低變高，Q1管導通，同時Vosc從最小值開始以一定的斜率上升Q4、Q5, Q6和Q7先后開啟，這四個晶體管集電極電流的總和被由Q2, Q3, R9. R10構成的比例電流鏡鏡像后輸出到Iout。
設NPN晶體管的開啟閡值為VTn,D l和D2的正向導通壓降都為VD, Ql的C-E結壓降近似為零，則通過兩個二極管的電流為
因此Q4, Q5. Q6. Q7的開啟點分別為
其中Ib0、IQ50是Q6開啟時的二極管和Q5的電流，Ib1、IQ51、IQ60是Q7開啟時的二極管、Q5和Q6的電流。
Q2 的集電極電流為上述四個晶體管的集電極電流總和：
因為 Q4 ,Q5,Q 6和Q7是先后開啟的，所以補償電流在時間軸上的斜率dlout/dt將隨著Vosc的增大而增大，即斜坡補償?shù)牧侩S占空比增大而增大。
功率管的導通時間結束時，Vdrv由高變低，Ql關斷，Iout隨即降為零。這樣可以減少不必要的系統(tǒng)功耗。
考慮不同應用情況下m2的變化范圍，計算(5)式就可以確定m隨D變化的曲線，再根據(jù)電流放大器IA的增益和振蕩器鋸齒波斜率計算可得各元件的尺寸。
圖7是在選取了元件尺寸后計算機仿真波形。其中Vosc是理想化的鋸齒波，Iout是輸出的補償電流，IQ4、IQ5、IQ6、 IQ7分別是Q4, Q5, Q6和Q7的漏極電流，可以看到，為了在占空比小于50%的時候系統(tǒng)更加穩(wěn)定，Q4在每個周期開始時就已經(jīng)開啟，但是電流的斜率較小。隨著Vosc以恒定的斜率上升，將先后在t1, t2, t3時達到Q5, Q6和07的開啟點。設Q4, Q5, Q6, Q7開啟后的電流斜率分別為m4, m5, m6和m7，
設電流采樣電阻的阻值為RS，那么疊加在該電阻上壓降的斜率為：
5.結論
本文分析了傳統(tǒng)電流模式開關電源的工作原理及其優(yōu)劣，從原理上解釋了電流模式在占空比大于50%后輸出不穩(wěn)定的問題和解決的方法。在此基礎上本文分析了一個實用的斜坡補償電路結構并詳細分析了其工作過程。通過HSPICE的仿真分析，得到了預期的結果，證明了該電路的可行性。
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