借助于網(wǎng)絡(luò)搜索的26~41 GHz的鎖相環(huán)設(shè)計(jì)
作者 耿新林 田怡博 段譽(yù)(電子科技大學(xué) 電子科學(xué)與工程學(xué)院,四川 成都 611731)
本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/201901/397283.htm摘要:本文基于TSMC 65 nm工藝設(shè)計(jì)出了一個(gè)高頻寬帶PLL,其中VCO模塊采用雙VCO架構(gòu)、鑒頻鑒相模塊采用三態(tài)鑒頻鑒相器與電荷泵架構(gòu)、環(huán)路濾波器采用二階低通無(wú)源濾波器、分頻器模塊采用整數(shù)N型架構(gòu)。整個(gè)鎖相環(huán)輸出信號(hào)分辨率為100 MHz,工作范圍覆蓋26 GHz -41 GHz,且在28 GHz相位噪聲為 -124.2 dBc/Hz@10 MHz。
*曾獲第二屆(2018)全國(guó)大學(xué)生集成電路創(chuàng)新創(chuàng)業(yè)大賽決賽三等獎(jiǎng)。
0 引言
本設(shè)計(jì)是2018年全國(guó)大學(xué)生集成電路創(chuàng)新創(chuàng)業(yè)大賽IEEE杯工程之星的解決方案,本題目的核心要求是設(shè)計(jì)一個(gè)頻率調(diào)諧范圍覆蓋5G基站間毫米波通信(28 GHz -39 GHz)的PLL,以盡可能小的相位噪聲為主要性能指標(biāo),要求輸出分辨率為100 MHz。為了達(dá)成核心要求,我們采用了電荷泵整數(shù)N型PLL,其中VCO模塊采用雙VCO架構(gòu),鑒頻鑒相模塊采用均由NMOS作為開(kāi)關(guān)管的電荷泵結(jié)構(gòu),除法器模塊采用嵌入邏輯門的RLTSPC觸發(fā)器的2/3分頻器的電路結(jié)構(gòu)。
1 PLL整體設(shè)計(jì)
VCO模塊使用雙VCO結(jié)構(gòu),并采用控制VCO交叉耦合對(duì)偏置的方法選擇工作的VCO,避免了不同VCO相互串?dāng)_帶來(lái)的相位噪聲惡化。并使用差分的shunt peak結(jié)構(gòu)Buffer,極大提高了VCO的帶負(fù)載能力。鑒頻鑒相模塊采用了通過(guò)增加延時(shí)模塊的方式減小死區(qū),并采用均由NMOS作為開(kāi)關(guān)管的電荷泵結(jié)構(gòu),極大抑制了電荷泵非理想效應(yīng)。通過(guò)調(diào)整環(huán)路濾波器的參數(shù),在理論上獲得接近60°的相位裕度。在除法器模塊中,通過(guò)調(diào)整傳統(tǒng)2/3分頻器的電路結(jié)構(gòu)、應(yīng)用嵌入邏輯門的RLTSPC觸發(fā)器,提高了除法器整體的工作速度。并通過(guò)將晶振輸入頻率2分頻后,再輸入到PFD作為參考頻率的方式,提高了PLL輸出頻率的分辨率。
2 VCO模塊
為了實(shí)現(xiàn)26 GHz~41 GHz的頻率覆蓋范圍VCO模塊采用了雙VCO架構(gòu),同時(shí)將雙VCO的控制開(kāi)關(guān)放在了VCO的尾電流源處,這樣既可以降低一半功耗(PLL在工作時(shí)只有一個(gè)VCO啟動(dòng)),又可以完全避免兩個(gè)VCO之間的信號(hào)串?dāng)_,優(yōu)化了相位噪聲。
傳統(tǒng)的VCO Buffer是使用電阻電容耦合的反相器。實(shí)際測(cè)出來(lái)該結(jié)構(gòu)在40 G時(shí)速度不夠快,無(wú)法正常工作。通過(guò)查閱文獻(xiàn),最終使用了文獻(xiàn)[1]中提到的shunt peak結(jié)構(gòu)[1],并在此基礎(chǔ)上改成了四輸入差分結(jié)構(gòu),這樣只需要一個(gè)差分電感即可實(shí)現(xiàn)第一級(jí)Buffer。最終我們采用了兩級(jí)這樣的結(jié)構(gòu),不僅使VCO與除法器實(shí)現(xiàn)了較好的隔離,同時(shí)也使VCO實(shí)現(xiàn)了軌到軌的輸出。
如果將變?nèi)莨苤苯咏尤胫C振腔,在關(guān)心的電壓范圍內(nèi)(0 V~0.8 V),KVCO會(huì)有較大的非線性,這會(huì)導(dǎo)致PLL在較高的電壓處無(wú)法鎖定。因此為了保證PLL的覆蓋范圍,必須要優(yōu)化KVCO的非線性。經(jīng)過(guò)調(diào)研選擇了文獻(xiàn)[2]提到的偏置方式[2]。將兩對(duì)變?nèi)莨芷迷诓煌碾妷合?,以?yōu)化變?nèi)莨艿姆蔷€性。實(shí)際上,由于VCO覆蓋的頻率范圍較大,并且采用4 bit的電容陣列(共16條子帶),導(dǎo)致隨著頻率的升高,每條子帶的KVCO不斷增大,這又帶來(lái)了PLL高頻可能失鎖的問(wèn)題,為了解決這個(gè)問(wèn)題,下一步我們考慮補(bǔ)償高頻子帶的KVCO值,使他的變化盡量減小。
3 PFD、CP、LF模塊
鑒頻鑒相器(Phase Frequency Detecter)、電荷泵(Charge Pump)、環(huán)路低通濾波器(Loop Filter)是鎖相環(huán)系統(tǒng)的重要組成部分。鑒頻鑒相器存在死區(qū)問(wèn)題;電荷泵存在種種非理想效應(yīng);環(huán)路濾波器決定系統(tǒng)的環(huán)路特性,其中最困難的部分就是在相位裕度,帶寬和相位噪聲之間進(jìn)行權(quán)衡。
本設(shè)計(jì)PFD模塊采用三態(tài)鑒頻鑒相器,為解決鑒頻鑒相器的死區(qū)問(wèn)題,在其反饋處加入兩級(jí)適當(dāng)尺寸的反相器進(jìn)行延時(shí),為電荷泵提供足夠開(kāi)啟時(shí)間,減小死區(qū)。
傳統(tǒng)電荷泵電路存在各種非理想效應(yīng)比如電荷共享效應(yīng)。本設(shè)計(jì)采用一種均由NMOS控制電荷泵開(kāi)斷的結(jié)構(gòu)[3]。這種電荷泵電路最大優(yōu)點(diǎn)是它可以完全去除電荷共享效應(yīng)的影響,此外其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單且高度對(duì)稱;同時(shí)由于沒(méi)有采用運(yùn)放的結(jié)構(gòu),其功耗較低。
環(huán)路濾波器采用二階無(wú)源低通濾波器。因本設(shè)計(jì)的重點(diǎn)優(yōu)化指標(biāo)之一是相位噪聲,而有源濾波器會(huì)引入新的噪聲,故本設(shè)計(jì)采用無(wú)源濾波器。又因一階濾波器不能很好濾去紋波,故本設(shè)計(jì)采用二階濾波器。經(jīng)matlab仿真,該P(yáng)LL系統(tǒng)最佳相位裕度是56.4°,此時(shí)對(duì)應(yīng)帶寬為0.211 MHz。
4 除法器
經(jīng)過(guò)前期文獻(xiàn)調(diào)研,我們了解到目前主流的除法器結(jié)構(gòu)有兩種:吞脈沖除法器和除法鏈(Divider Chain)結(jié)構(gòu)。但由于吞脈沖除法器結(jié)構(gòu)缺乏模塊化設(shè)計(jì),故其設(shè)計(jì)缺乏靈活性且不利于版圖,且其中的雙模預(yù)分頻計(jì)數(shù)器包含過(guò)多的邏輯門電路,導(dǎo)致其工作速度在TSMC65 nm CMOS工藝下僅能達(dá)到17 GHz,難以滿足設(shè)計(jì)要求。相反,除法鏈結(jié)構(gòu)由若干獨(dú)立模塊組成,可靈活地對(duì)每一個(gè)模塊進(jìn)行獨(dú)立地調(diào)整優(yōu)化,特別是第一級(jí)2/3分頻器,其工作于電路的最高速度,需要對(duì)其進(jìn)行特別的設(shè)計(jì)與優(yōu)化。故本次設(shè)計(jì)中,采用多級(jí)2/3分頻器級(jí)聯(lián)的結(jié)構(gòu)進(jìn)行設(shè)計(jì)[4]。
傳統(tǒng)的2/3分頻器[5]中包含了4個(gè)D鎖存器和3個(gè)與門。由于時(shí)序邏輯電路設(shè)計(jì)中,級(jí)聯(lián)邏輯器件越多,其工作速度越慢,故傳統(tǒng)2/3除法器難以滿足本設(shè)計(jì)要求。所以,本次設(shè)計(jì)中對(duì)傳統(tǒng)2/3除法器的結(jié)構(gòu)進(jìn)行了改進(jìn),改進(jìn)后的2/3分頻器結(jié)構(gòu)如圖1所示。改進(jìn)后的結(jié)構(gòu)通過(guò)減少了與門的數(shù)量,并將兩個(gè)不同觸發(fā)沿的D鎖存器合并為一個(gè)D觸發(fā)器,大大減少了電路結(jié)構(gòu)中的邏輯器件數(shù)量,減少了信號(hào)路勁的延時(shí),提高了2/3分頻器的工作速度。
為了進(jìn)一步的提高2/3鎖存器的工作速度,本文提出了一種將2輸入、3輸入與門嵌入進(jìn)D觸發(fā)器并對(duì)其應(yīng)用有比邏輯的RLTSPC D觸發(fā)器結(jié)構(gòu),如圖2所示。
以上的優(yōu)化調(diào)整,極大地提高了2/3分頻器除法鏈的工作速度,使其能在TSMC 65 nm的工藝條件下,達(dá)到47 GHz的最高工作速度,并對(duì)輸入進(jìn)行256~510的連續(xù)可調(diào)的整數(shù)分頻。
5 版圖與整體仿真
圖3為PLL整體版圖,版圖面積約為0.31 mm2。圖4為PLL輸出28 GHz信號(hào)的相位噪聲圖。仿真結(jié)果表明所設(shè)計(jì)的PLL在輸出28 GHz的信號(hào)時(shí)相位噪聲為-124.2 dBc/Hz@10 MHz。圖5為PLL分別輸出26 GHz,28 GHz以及41 GHz信號(hào)時(shí),VCO控制電壓的變化圖。仿真結(jié)果表明,VCO控制電壓上的ripple均為1 mV左右,在5 μs時(shí)已經(jīng)基本鎖定。
6 結(jié)論
本文基于TSMC 65 nm工藝設(shè)計(jì)出了一個(gè)在1 V電源電壓下工作,輸入?yún)⒖碱l率為100 MHz,工作范圍覆蓋26 GHz-41 GHz高頻寬帶PLL,整個(gè)鎖相環(huán)輸出信號(hào)分辨率為100 MHz,鎖定時(shí)間大約5 μs,功耗為44 mW,且在28 GHz相位噪聲為 -124.2 dBc/Hz@10 MHz。
參考文獻(xiàn)
[1]Chen Feng, Xiao Peng Yu, Wei Meng Lim, et al.A 40 GHz 65 nm CMOS Phase-Locked Loop With Optimized Shunt-Peaked Buffer.IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, VOL.25, NO.1, 2015.
[2]Li S,You F.Optimal Design of a Wideband 10GHz LC-VCO with Small KVCO Variation in 0.13m GSMC CMOS Process.IEEE International Conference on Electronics Technology, 2018.
[3]Chang C R, Kuo L C.A New Low-Voltage Charge Pump Circuit for PLL.IEEE International Symposium on Circuits and Systems, May 28-31, 2000.
[4]Yang Y C,Yu S A,Wang T, et al. A Dual-Mode Truly Modular Programmable Fractional Divider Based on a 1/1.5 Divider Cell. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2005(15):754-756.
[5]Razavi B. A Family of Low-Power Truly Modular Programmable Dividers in Standard 0.35 m CMOS Technology[M].Wiley-IEEE Press eBook Chapters,2003.
作者簡(jiǎn)介:
耿新林(1996-)男,碩士,研究方向:射頻、微波、毫米波、太赫茲集成電路。
段譽(yù)(1997-),男,本科生,研究方向:射頻、微波集成電路。
本文來(lái)源于科技期刊《電子產(chǎn)品世界》2019年第2期第81頁(yè),歡迎您寫論文時(shí)引用,并注明出處
評(píng)論