DC/DC 轉(zhuǎn)換器 EMI 的工程師指南（第3部分）：了解功率級(jí)寄生效應(yīng)

DC/DC 轉(zhuǎn)換器中半導(dǎo)體器件的高頻開(kāi)關(guān)特性是主要的傳導(dǎo)和輻射發(fā)射源。本文章系列 [1] 的第 2 部分回顧了 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的差模 (DM) 和共模 (CM) 傳導(dǎo)噪聲干擾。在電磁干擾 (EMI) 測(cè)試期間，如果將總噪聲測(cè)量結(jié)果細(xì)分為 DM 和 CM 噪聲分量，可以確定 DM 和 CM 兩種噪聲各自所占的比例，從而簡(jiǎn)化 EMI 濾波器的設(shè)計(jì)流程。高頻下的傳導(dǎo)發(fā)射主要由 CM 噪聲產(chǎn)生，該噪聲的傳導(dǎo)回路面積較大，進(jìn)一步推動(dòng)輻射發(fā)射的產(chǎn)生。

在第 3 部分中，我將全面介紹降壓穩(wěn)壓器電路中影響 EMI 性能和開(kāi)關(guān)損耗的感性和容性寄生元素。通過(guò)了解相關(guān)電路寄生效應(yīng)的影響程度，可以采取適當(dāng)?shù)拇胧⒂绊懡抵磷畹筒p少總體 EMI 信號(hào)。一般來(lái)說(shuō)，采用一種經(jīng)過(guò)優(yōu)化的緊湊型功率級(jí)布局可以降低 EMI，從而符合相關(guān)法規(guī)，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。

檢驗(yàn)具有高轉(zhuǎn)換率電流的關(guān)鍵回路

根據(jù)電源原理圖進(jìn)行電路板布局時(shí)，其中一個(gè)重要環(huán)節(jié)是準(zhǔn)確找到高轉(zhuǎn)換率電流（高 di/dt）回路，同時(shí)密切關(guān)注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會(huì)產(chǎn)生過(guò)大的噪聲和振鈴，導(dǎo)致過(guò)沖和地彈反射。圖 1 中的功率級(jí)原理圖顯示了一個(gè)驅(qū)動(dòng)高側(cè)和低側(cè) MOSFET（分別為 Q₁和 Q₂）的同步降壓控制器。

以Q₁的導(dǎo)通轉(zhuǎn)換為例。在輸入電容 C_IN供電的情況下，Q₁的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時(shí)，從 Q₂的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標(biāo)記的回路和輸入電容（圖 1 中標(biāo)記為“1”）是降壓穩(wěn)壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 [2]，[3]。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對(duì)較高的高頻電流，特別是在 MOSFET 開(kāi)關(guān)期間。

圖 1：具有高轉(zhuǎn)換率電流的重要高頻開(kāi)關(guān)回路。

圖 1 中的回路“2”和“3”均歸類為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來(lái)說(shuō)，回路 2 表示高側(cè) MOSFET 的柵極驅(qū)動(dòng)器電路（由自舉電容 C_BOOT供電）?；芈?3 表示低側(cè) MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)器電路（由V_CC供電）。這兩條回路中均使用實(shí)線繪制導(dǎo)通柵極電流路徑，以虛線繪制關(guān)斷柵極電流路徑。

寄生組分和輻射 EMI

EMI 問(wèn)題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機(jī)制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發(fā)生器，受干擾者指易受影響的電路（或 EMI 測(cè)量設(shè)備）。耦合機(jī)制可分為導(dǎo)電和非導(dǎo)電耦合。非導(dǎo)電耦合可以是電場(chǎng)（E場(chǎng)）耦合、磁場(chǎng)（H場(chǎng)）耦合或兩者的組合 - 稱為遠(yuǎn)場(chǎng) EM 輻射。近場(chǎng)耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對(duì)穩(wěn)壓器的EMI性能起到?jīng)Q定性作用，影響顯著。

功率級(jí)寄生電感

功率 MOSFET 的開(kāi)關(guān)行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅(qū)動(dòng)電路的部分電感 [4] 相關(guān)。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板 (PCB) 布局產(chǎn)生的寄生元素，這些寄生元素會(huì)影響同步降壓穩(wěn)壓器的EMI性能。

圖2：降壓功率級(jí)和柵極驅(qū)動(dòng)器的“剖析原理圖”（包含感性和容性寄生元素）。

有效高頻電源回路電感 (L_LOOP) 是總漏極電感 (L_D)、共源電感 (L_S)（即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯(lián)電感 (ESL)）和功率 MOSFET的封裝電感之和。按照預(yù)期，L_LOOP 與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區(qū)域）的幾何形狀布局密切相關(guān) [5]，[6]，[7]。

與此同時(shí)，柵極回路的自感 L_G由MOSFET封裝和PCB走線共同產(chǎn)生。從圖2中可以看出，高側(cè)MOSFET Q₁的共源電感同時(shí)存在于電源和柵極回路中。Q₁的共源電感產(chǎn)生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制MOSFET柵源電壓的上升和下降時(shí)間，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會(huì)增加開(kāi)關(guān)損耗，因此并非理想方法 [8]，[9]。

功率級(jí)寄生電容

公式 1 為影響 EMI 和開(kāi)關(guān)行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關(guān)系表達(dá)式（以圖 2 中的終端電容符號(hào)表示）。在 MOSFET 開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。

公式 2 的近似關(guān)系表達(dá)式表明，COSS 與電壓之間存在高度非線性的相關(guān)性。公式 3 給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR 是與時(shí)間相關(guān)的有效輸出電容，與部分新款功率 FET 器件 [10] 的數(shù)據(jù)表中定義的內(nèi)容一致。

圖 2 中的另一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)是體二極管 D_B2 的反向恢復(fù)電荷 (Q_RR)，該電荷導(dǎo)致 Q₁導(dǎo)通期間出現(xiàn)顯著的電流尖峰。Q_RR 取決于許多參數(shù)，包括恢復(fù)前的二極管正向電流、電流轉(zhuǎn)換速度和芯片溫度。一般來(lái)說(shuō)，MOSFET Q_OSS和體二極管 MOSFET Q_OSS會(huì)為分析和測(cè)量過(guò)程帶來(lái)諸多難題。在 Q₁導(dǎo)通期間，為 Q₂的 C_OSS2充電的前沿電流尖峰和為Q_RR2供電以恢復(fù)體二極管D_B2的前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。

EMI 頻率范圍和耦合模式

表 1 列出了三個(gè)粗略定義的頻率范圍，開(kāi)關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器在這三種頻率范圍內(nèi)激勵(lì)和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開(kāi)關(guān)期間，當(dāng)換向電流的轉(zhuǎn)換率超過(guò) 5A/ns 時(shí)，2nH 寄生電感會(huì)導(dǎo)致 10V 的電壓過(guò)沖。此外，功率回路中的電流具有快速開(kāi)關(guān)邊沿（可能存在與體二極管反向恢復(fù)和MOSFET C_OSS充電相關(guān)的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產(chǎn)生負(fù)面影響嚴(yán)重的H場(chǎng)耦合，導(dǎo)致傳導(dǎo)和輻射EMI增加。

表 1：開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器噪聲源和常規(guī) EMI 頻率分類。

噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過(guò)直流輸入線路傳導(dǎo)的噪聲、來(lái)自功率回路和電感的 H 場(chǎng)耦合以及來(lái)自開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)銅表面的 E 場(chǎng)耦合 [7]。

轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)波形分析建模

如第 2 部分所述，開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉(zhuǎn)換器中 CM 噪聲和 E 場(chǎng)耦合的主要來(lái)源。在EMI 分析中，設(shè)計(jì)者最關(guān)注電源轉(zhuǎn)換器噪聲發(fā)射的諧波含量上限或“頻譜包絡(luò)”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡(jiǎn)化的開(kāi)關(guān)波形分析模型，我們可以輕松確定時(shí)域波形參數(shù)對(duì)頻譜結(jié)果的影響。

為了解與開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓相關(guān)的諧波頻譜包絡(luò)，圖 3 給出了近似的時(shí)域波形。每一部分均由其幅值 (V_IN)、占空比 (D)、上升和下降時(shí)間（t_R和t_F）以及脈寬 (t₁) 來(lái)表示。其中，脈寬的定義為上升沿中點(diǎn)與下降沿中點(diǎn)的間距。

傅立葉分析結(jié)果表明，諧波幅值包絡(luò)為雙 sinc 函數(shù)，轉(zhuǎn)角頻率為f₁和f₂，具體取決于時(shí)域波形 [11] 的脈寬和上升/下降時(shí)間。對(duì)于降壓開(kāi)關(guān)單元的各個(gè)輸入電流波形，可以應(yīng)用類似的處理方法。測(cè)得的電壓和電流波形中相應(yīng)的頻率分量可以表示開(kāi)關(guān)電壓和電流波形邊沿處的振鈴特性（分別由寄生回路電感和體二極管反向恢復(fù)產(chǎn)生）。

圖 3：開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓梯形波形及其頻譜包絡(luò)（受脈寬和上升/下降時(shí)間影響）。

一般來(lái)說(shuō)，電感 L_LOOP會(huì)增加MOSFET漏源峰值電壓尖峰，并且還會(huì)加劇開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓振鈴，影響 50MHz 至 200MHz 范圍內(nèi)的寬帶 EMI。在這種情況下，最大限度縮減功率回路的有效長(zhǎng)度和閉合區(qū)域顯得至關(guān)重要。這樣不僅可減小寄生電感，而且還可以減少環(huán)形天線結(jié)構(gòu)發(fā)出的磁耦合輻射能量，從而實(shí)現(xiàn)磁場(chǎng)自消除。

穩(wěn)壓器輸入端基于回路電感比率發(fā)生傳導(dǎo)噪聲耦合，而輸入電容_ESL決定濾波要求。減小L_LOOP會(huì)增加輸入濾波器的衰減要求。幸運(yùn)的是，如果降壓輸出電感的自諧振頻率 (SRF) 較高，傳導(dǎo)至輸出的噪聲可降至最低。換言之，電感應(yīng)具有較低的有效并聯(lián)電容 (EPC)，以便在從開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)到V_OUT網(wǎng)絡(luò)中獲得較高的傳輸阻抗。此外，還會(huì)通過(guò)低阻抗輸出電容對(duì)輸出噪聲進(jìn)行濾波。

等效諧振電路

根據(jù)圖 4 所示的同步降壓穩(wěn)壓器時(shí)域開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓波形可知，_MOSFET開(kāi)關(guān)期間傳輸?shù)募纳芰繒?huì)激發(fā)R_LC諧振。右側(cè)的簡(jiǎn)化等效電路用于分析 Q1 導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的開(kāi)關(guān)行為。從電壓波形中可以看出，上升沿的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯超出V_IN，而下降沿的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓明顯低于接地端 (GND)。

振蕩幅值取決于部分電感在回路內(nèi)的分布，回路的有效交流電阻會(huì)抑制隨后產(chǎn)生的振鈴。這不僅為_MOSFET和柵極驅(qū)動(dòng)器提供電壓應(yīng)力，還會(huì)影響寬帶輻射EMI的中心頻率。

圖 4：MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換期間的同步降壓開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形及等效 RLC 電路。

根據(jù)圖 4 中的上升沿電壓過(guò)沖計(jì)算可得，振鈴周期為 6.25ns，對(duì)應(yīng)的諧振頻率為 160MHz。此外，將一個(gè)近場(chǎng) H 探頭直接放在開(kāi)關(guān)回路區(qū)域上方也可以識(shí)別該頻率分量。利用計(jì)算型 EM 場(chǎng)仿真工具 [12]，可以推導(dǎo)出與高頻諧振和輻射發(fā)射相關(guān)的部分回路電感值。不過(guò)，還有一種更簡(jiǎn)單的方法。這種方法需要測(cè)量諧振周期T_Ring1并從 MOSFET 數(shù)據(jù)表中獲取輸入電壓工作點(diǎn)的 C_OSS2，然后利用公式 4 計(jì)算總回路電感。

其中兩個(gè)重要因素是諧振頻率以及諧振固有的損耗或阻尼因子_α。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過(guò)最大限度減小回路電感盡可能提升諧振頻率。這樣可以降低存儲(chǔ)的無(wú)功能量總值，減少諧振開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓峰值過(guò)沖。此外，在趨膚效應(yīng)的作用下，較高頻率處的阻尼因子增大，提升R_LOOP的有效值。

總結(jié)

盡管氮化鎵 (GaN) 功率級(jí) [6]，[9]，[10] 同步降壓轉(zhuǎn)換器通常在低于3MHz的頻率下切換開(kāi)關(guān)狀態(tài)，但產(chǎn)生的寬帶噪聲和 EMI往往高達(dá) 1GHz 甚至更高。EMI主要由其快速開(kāi)關(guān)的電壓和電流特性所致。實(shí)際上，器件開(kāi)關(guān)波形的高頻頻譜成分是獲取 EMI產(chǎn)生電位指示的另一種途徑，它能夠指明EMI與開(kāi)關(guān)損耗達(dá)到良好權(quán)衡的結(jié)果。

首先從原理圖中確定關(guān)鍵的轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)回路，然后在PCB轉(zhuǎn)換器布局設(shè)計(jì)過(guò)程中盡量縮減這些回路的面積，從而減少寄生電感和相關(guān)的 H 場(chǎng)耦合，降低傳導(dǎo)和輻射EMI。

在這篇系列文章的后續(xù)章節(jié)中，我將通過(guò)多種 DC/DC 轉(zhuǎn)換器電路重點(diǎn)介紹改善EMI性能矢量的系統(tǒng)級(jí)和集成電路 (IC) 的特定功能。緩解傳導(dǎo)EMI的措施通常也可以改善輻射EMI，這兩方面經(jīng)常相互促進(jìn)的。