帶兩個(gè)RMS檢測(cè)器的集成雙向橋，用于測(cè)量RF功率和回波損耗

定向耦合器用于檢測(cè)RF功率，應(yīng)用廣泛，可以出現(xiàn)在信號(hào)鏈中的多個(gè)位置。本文探討ADI公司的新器件ADL5920，其將基于寬帶定向耦合器與兩個(gè)RMS響應(yīng)檢測(cè)器集成在一個(gè)5 mm×5 mm表貼封裝中。相比于要在尺寸和帶寬之間艱難取舍的傳統(tǒng)分立式定向耦合器，該器件具有明顯的優(yōu)勢(shì)，尤其是在1 GHz以下的頻率。

在線RF功率和回波損耗測(cè)量通常利用定向耦合器和RF功率檢波器來實(shí)現(xiàn)。

圖1中，雙向耦合器用于無線電或測(cè)試測(cè)量應(yīng)用中，以監(jiān)測(cè)發(fā)射和反射的RF功率。有時(shí)希望將RF功率監(jiān)測(cè)嵌入電路中，一個(gè)很好的例子是將兩個(gè)或更多信號(hào)源切換到發(fā)射路徑（使用RF開關(guān)或外部電纜）。

圖1.測(cè)量RF信號(hào)鏈中的正向和反射功率。

定向耦合器具有方向性這一重要特性，也就是它能區(qū)分入射和反射RF功率。當(dāng)入射RF信號(hào)在通往負(fù)載的路程中經(jīng)過正向路徑耦合器（圖2）時(shí)，耦合一小部分RF功率（通常是比入射信號(hào)低10 dB至20 dB的信號(hào)），輸入RF檢波器。當(dāng)正向功率和反射功率均要測(cè)量時(shí)，須再使用一個(gè)耦合器，其方向與正向路徑耦合器相反。兩個(gè)檢波器的輸出電壓信號(hào)將與正向和反向RF功率水平成比例。

圖2.采用定向耦合器和RF檢波器的典型RF功率測(cè)量系統(tǒng)

表貼定向耦合器的基本問題是須在帶寬和尺寸之間進(jìn)行取舍。雖然頻率覆蓋范圍為一個(gè)倍頻程（即FMAX等于兩倍FMIN）的雙向定向耦合器通常采用小至6 mm2的封裝，但多倍頻程表貼定向耦合器要大得多（圖3）。寬帶連接器式定向耦合器具有多倍頻程的頻率覆蓋范圍，但顯著大于表貼器件。

圖3.連接器式定向耦合器、表貼定向耦合器以及帶定向橋和雙RMS檢測(cè)器的ADL5920集成IC

圖3還顯示了ADL5920評(píng)估板，它是一款新型RF功率檢測(cè)子系統(tǒng)，檢測(cè)范圍高達(dá)60 dB，采用5 mm×5 mm MLF封裝（ADL5920 IC位于RF連接器之間）。ADL5920的功能框圖如圖4所示。

圖4.ADL5920框圖

ADL5920不是利用定向耦合器來檢測(cè)正向和反射信號(hào)，而是采用一種專利的定向橋技術(shù)來實(shí)現(xiàn)寬帶且緊湊的片內(nèi)信號(hào)耦合。要了解定向橋的工作原理，我們需要先回顧惠斯登電橋。

惠斯登電橋

定向橋的概念基于惠斯登電橋（圖5），即在平衡時(shí)產(chǎn)生的差分電壓為零。在惠斯登電橋中，兩條支路之一中的一個(gè)電阻是可變的(R2)，而另外兩個(gè)電阻（R1和R3）是固定不變的?？偣灿兴膫€(gè)電阻——R1、R2、R3和Rx，其中Rx是未知電阻。如果R1 = R3，那么當(dāng)R2等于Rx時(shí)，VOUT = 0 V。當(dāng)可變電阻具有合適的值，使得電橋左右兩邊的分壓比相等，從而在產(chǎn)生VOUT的差分檢測(cè)節(jié)點(diǎn)上產(chǎn)生0 V差分信號(hào)時(shí)，認(rèn)為電橋處于平衡狀態(tài)。

圖5.惠斯登電橋

單向橋

圖6是單向橋原理圖，非常好地解釋了這種器件的基本操作。首先要注意的是，定向橋需要針對(duì)特定Zo進(jìn)行設(shè)計(jì)，并將插入損耗降至最低。如果RS = RL= R = 50Ω，則電橋的檢測(cè)電阻為5Ω，這樣插入損耗(<1dB)與信號(hào)檢測(cè)便實(shí)現(xiàn)了良好的折衷。從負(fù)載回頭看來計(jì)算ROUT，得到精確的50Ω端口阻抗，而計(jì)算RIN將得到50.8Ω端口阻抗（|Γ| = 0.008；RL = –42 dB；VSWR = 1.016）。如果在RFIP施加圖示信號(hào)，由于RIN約為50Ω，所以RFIP處的電壓約為電源電壓的一半。暫時(shí)假定RFIP處的電壓等于1 V，則RFOP處的電壓約為0.902 V。

該電壓進(jìn)一步衰減10/11 = 0.909，使得差分放大器的負(fù)輸入為0.82V，所得差分電壓為(1 – 0.82) = 0.18 V。電橋的有效正向耦合因子(Cpl)為

(1)

就電橋而言，平衡意味著當(dāng)信號(hào)反向施加時(shí)（RFOP至RFIP），VFWD檢波器（或Cpl端口）在理想情況下將看到零差分電壓，而當(dāng)信號(hào)正向施加時(shí)（RFIP到RFOP），看到的將是最大信號(hào)。為了在這種結(jié)構(gòu)中獲得最大的方向性，精密電阻最重要，因此將其集成是很有益的。

在單向橋中，為了確定計(jì)算回波損耗所需的隔離，需要翻轉(zhuǎn)器件，然后將輸入信號(hào)施加于RFOP。在這種情況下，電橋是平衡的，差分放大器的正負(fù)輸入相等，因?yàn)橄嗤姆謮罕?.909 = (10R/(10R + R) = (R/(R+0.1R))導(dǎo)致差分電壓（V+減V-）= 0 V。

圖6.簡(jiǎn)化單向橋電路圖

雙向橋

圖7是雙向橋的簡(jiǎn)化圖，與ADL5920中使用的類似。對(duì)于50Ω環(huán)境，單位電阻R等于50Ω。因此，電橋的檢測(cè)電阻值為5Ω，而兩個(gè)分流網(wǎng)絡(luò)的電阻值均為約1.1 kΩ。

這是一個(gè)對(duì)稱網(wǎng)絡(luò)，因此當(dāng)RS和RL也等于50時(shí)，輸入和輸出電阻RIN和ROUT相同且接近50Ω。

當(dāng)源阻抗和負(fù)載阻抗均為50Ω時(shí)，內(nèi)部網(wǎng)絡(luò)的歐姆分析告訴我們，與VREV相比，VFWD將相當(dāng)大。在實(shí)際應(yīng)用中，這對(duì)應(yīng)于從信號(hào)源到負(fù)載的最大功率傳輸。這導(dǎo)致反射功率很小，進(jìn)而導(dǎo)致VREV非常小。

接下來，我們考慮如果RL為無限大（開路）或零（負(fù)載短路），會(huì)發(fā)生什么情況。在這兩種情況下，如果重復(fù)歐姆分析，我們會(huì)發(fā)現(xiàn)VFWD和VREV大致相等。這反映了一個(gè)實(shí)際系統(tǒng)在開路或負(fù)載短路情況下，正向和反射功率相等。下面將對(duì)這些情況進(jìn)行更詳細(xì)的分析。

圖7.簡(jiǎn)化雙向橋電路圖

VSWR和反射系數(shù)

在網(wǎng)絡(luò)分析中對(duì)誤差進(jìn)行全面分析太復(fù)雜，超出了本文的范圍，但我們想在這里概述一些基本概念。Marki Microwave撰寫的應(yīng)用筆記“方向性與VSWR測(cè)量”是一篇出色的文章，可供參閱1。

行波是描述傳輸線路上電壓和電流的重要概念，因?yàn)槠涫俏恢煤蜁r(shí)間的函數(shù)。傳輸線路上的電壓和電流的一般解包括一個(gè)前向行波和一個(gè)反向行波，它們是距離x的函數(shù)2。

(2)

(3)

在等式2和等式3中，V+(x)表示向負(fù)載行進(jìn)的電壓波，而V–(x)表示由于失配而從負(fù)載反射的電壓波，Z0為傳輸線路的特征阻抗。在無損傳輸線路中，Z0由以下經(jīng)典方程定義：

(4)

傳輸線路的最常見Z0為50Ω。如果這樣的線路用特征阻抗端接，那么在50Ω信號(hào)源看來，它是一條無限長(zhǎng)線路，因?yàn)檠刂€路行進(jìn)的任何電壓波都不會(huì)產(chǎn)生可以在信號(hào)源或線路上任何其他地方檢測(cè)到的反射。但是，如果負(fù)載不是50Ω，那么沿著線路會(huì)產(chǎn)生一個(gè)駐波，這是可以檢測(cè)到的，其由電壓駐波比(VSWR)定義。

更一般地，反射系數(shù)定義為：

(5)

其中Γ0為負(fù)載反射系數(shù)，γ為傳輸線路的傳播常數(shù)。

(6)

(7)

(8)

R、L、G和C分別為傳輸線路單位長(zhǎng)度的電阻、電感、電導(dǎo)和電容。

回波損耗(RL)是反射系數(shù)(Γ)的負(fù)值，以dB為單位。這點(diǎn)很重要，因?yàn)榉瓷湎禂?shù)和回波損耗經(jīng)常被混淆而互換使用。

(9)

除了上述負(fù)載失配以外，回波損耗還有一個(gè)非常重要的定義，即根據(jù)阻抗不連續(xù)處的入射功率和反射功率來定義，如下所示：

(10)

其廣泛用于天線設(shè)計(jì)。VSWR、RL和Γ0的關(guān)系如下：

(11)

    (12)

(13)

式14和式15分別代表駐波電壓的最大值和最小值。VSWR定義為波上最大電壓與最小電壓之比。線路上的峰值電壓和最小電壓分別為：

(14)

(15)

例如在50Ω?jìng)鬏斁€路中，如果前向行進(jìn)電壓信號(hào)的峰值幅度A = 1，并且線路與一個(gè)理想負(fù)載匹配，則|Γ0| = 0，沒有駐波(VSWR = 1.00)，線路上的峰值電壓為A = 1。但是，如果RLOAD為100 Ω或25 Ω，那么|Γ0| = 0.333，RL = 9.542 dB，VSWR = 2.00，|V(x)|max = 1.333，|V(x)|min = 0.666。

圖8是圖7的副本，但所示信號(hào)采用默認(rèn)正向配置，并且指示了行進(jìn)功率波，參考平面位于負(fù)載。在低頻時(shí)，波長(zhǎng)相對(duì)于物理結(jié)構(gòu)而言較長(zhǎng)，電壓和電流同相，電路可以根據(jù)歐姆定律來分析。

圖8.帶信號(hào)的簡(jiǎn)化雙向橋

端口定義如下：輸入端口（端口1）為RFIP，輸出端口（端口2）為RFOP，耦合端口（端口3）為VFWD，隔離端口（端口4）為VREV。由于結(jié)構(gòu)是對(duì)稱的，當(dāng)信號(hào)在ZL處反射或施加于RFOP時(shí)，端口反轉(zhuǎn)。

在負(fù)載匹配且發(fā)生器電壓連接到端口1 (RFIP)的情況下，ZS = ZL = Z0 = R = 50 Ω，

(16)

 (17)

VL/VS+為插入損耗LI或IL，單位為dB。

(18)

0.1×R主線路電阻任一側(cè)的兩個(gè)并聯(lián)支路的衰減因數(shù)為：

(19)

圖8中的|VREV|和|VFWD|公式顯示了正向施加信號(hào)時(shí)的電壓值。這些公式指出了簡(jiǎn)化原理圖的基本方向性限制，原因是隔離端口的抑制性能(33 dB)不理想。

(20)

從圖8中可以看出，線性域中雙向橋的方向性由下式確定：

(21)

這表明：為了提高方向性，α需要等于插入損耗L1。

在硅片中，峰值方向性通常比簡(jiǎn)圖表明的要好（圖9）。

如果ZL不等于ZO（正常情況下），則耦合和隔離端口電壓（復(fù)數(shù)）將為：

(22)

(23)

其中，VS+是端口1（節(jié)點(diǎn)VS）處的正向電壓，VL-是端口2（節(jié)點(diǎn)VL）處負(fù)載的反射電壓。Θ是反射信號(hào)的未知相位，

(24)

(24)

用(24)代替(22)和(23)中的VL-，并用(21)簡(jiǎn)化結(jié)果，另外

(25)

導(dǎo)致輸出電壓非常復(fù)雜。

(26)

(27)

從(26)和(27)可以看出，當(dāng)DL>>1時(shí)，

(28)

在ADL5920中，電壓VREV和VFWD分別通過兩個(gè)60 dB范圍的線性dB RMS檢測(cè)器映射到電壓VRMSR和VRMSF，分別為(VISO/VSLP)和(VCPL/VSLP)。所以器件的差分輸出VDIFF（單位為dB）表示

 (29)

其中檢波器斜率VSLP約為60 mV/dB。

使用(28)中(29)的電壓到dB映射，

 (30)

并在式30中使用式9，得到：

(31)

(32) 

圖9.ADL5920方向性與頻率的關(guān)系輸入電平為20 dBm。

圖10顯示ADL5920被正向驅(qū)動(dòng)時(shí)正向功率檢測(cè)RMS檢測(cè)器的響應(yīng)。每條曲線對(duì)應(yīng)于所施加的特定功率水平下輸出電壓與頻率的關(guān)系。曲線停止在10 MHz，低至9 kHz的頻率下的操作已得到驗(yàn)證。圖11中，相同數(shù)據(jù)表示為輸出電壓與輸入功率的關(guān)系，每條跡線代表不同的頻率。

圖10.多種輸入功率水平下正向路徑檢測(cè)器的典型輸出電壓與頻率的關(guān)系

圖11.多種頻率下正向路徑檢測(cè)器的典型輸出電壓與輸入功率的關(guān)系

當(dāng)ADL5920的RFOUT引腳用一個(gè)50 Ω電阻端接時(shí)，不應(yīng)有反射信號(hào)。因此，反向路徑檢測(cè)器不應(yīng)該會(huì)記錄任何檢測(cè)到的反向功率。但是，由于電路的方向性是非理想的，會(huì)隨著頻率變化而滾降，所以反向路徑中會(huì)檢測(cè)到一些信號(hào)。圖12顯示了在500 MHz頻率下，當(dāng)掃描RFIN且RFOUT用50Ω電阻端接時(shí)，正向和反向路徑檢測(cè)器測(cè)得的電壓。這些跡線之間的垂直壓差與電橋的方向性直接相關(guān)。

圖12.VRMSF和VRMSR輸出電壓與輸入功率的關(guān)系，500 MHz，電橋從RFIN驅(qū)動(dòng)，RFOUT端接50 Ω。

圖13顯示了改變負(fù)載對(duì)正向功率測(cè)量的影響。將規(guī)定的功率水平施加于RFIN輸入，RFOUT上的負(fù)載回波損耗從0 dB變化到20 dB。正如預(yù)期的那樣，當(dāng)回波損耗在10 dB到20 dB范圍內(nèi)時(shí)，功率測(cè)量精度非常好。但隨著回波損耗降低到10 dB以下，功率測(cè)量誤差開始增加。值得注意的是，回波損耗為0 dB時(shí)，誤差仍在1 dB范圍內(nèi)。

圖13.測(cè)得的正向功率與施加的功率和負(fù)載的回波損耗之間的關(guān)系，在1 GHz下測(cè)量。

圖14中，ADL5920用于測(cè)量負(fù)載的回波損耗，頻率同樣為1 GHz。將一個(gè)已知回波損耗施加于RFOUT端口。測(cè)量VRMSF和VRMSR，并反推回報(bào)損耗。

圖14.測(cè)得的回波損耗與施加的回波損耗和RF功率的關(guān)系，在1 GHz下測(cè)量

關(guān)于此圖，有幾點(diǎn)需要注意。首先，可以看到，隨著回波損耗的改善，ADL5920測(cè)量回波損耗的能力下降。這是因?yàn)槠骷哂蟹较蛐?。其次，?qǐng)注意測(cè)量精度如何隨著驅(qū)動(dòng)功率下降而降低。這是因?yàn)锳DL5920板載RMS檢測(cè)器的檢測(cè)范圍和靈敏度有限所致。第三點(diǎn)與跡線中的明顯波紋有關(guān)。這是由于每次測(cè)量都是在單一回波損耗階段進(jìn)行的。如果在所有回波損耗階段重復(fù)測(cè)量，則會(huì)產(chǎn)生一系列曲線，其垂直寬度將大致等于波紋的垂直寬度。

應(yīng)用

憑借在線測(cè)量RF功率和回波損耗的能力，ADL5920可用于多種應(yīng)用。其小尺寸意味著它可以置身于許多電路中，而不會(huì)對(duì)空間造成太大影響。典型應(yīng)用包括在線RF功率監(jiān)測(cè)（RF功率水平可高達(dá)30 dBm，其中插入損耗不重要）。回波損耗測(cè)量功能通常用于需要監(jiān)測(cè)RF負(fù)載的應(yīng)用。這可以是一個(gè)簡(jiǎn)單的電路，用于檢查天線是否遭到損壞或斷裂（即災(zāi)難性故障）。但是，ADL5920也可在材料分析應(yīng)用中測(cè)量標(biāo)量回波損耗。這最適合頻率低于大約2.5 GHz的應(yīng)用，其中方向性（從而測(cè)量精度）大于15 dB。

ADL5920評(píng)估板有兩種外形尺寸，如圖15所示。左側(cè)所示為傳統(tǒng)評(píng)估板，檢測(cè)器輸出電壓可通過夾式引線和SMA連接器提供。該評(píng)估板還包含一條校準(zhǔn)路徑，可用于校準(zhǔn)FR4板的插入損耗。

右側(cè)所示的評(píng)估板集成度更高，包含一個(gè)4通道12位ADC (AD7091R-4)。此評(píng)估板可連接ADI公司的SDP-S USB接口板，其包含的PC軟件可計(jì)算RF功率和回波損耗，以及執(zhí)行基本功率校準(zhǔn)例行程序。

圖15.ADL5920評(píng)估板選擇

參考文獻(xiàn)

1Doug Jorgesen和Christopher Marki。方向性與VSWR測(cè)量：了解回波損耗測(cè)量。Marki Microwave，2012。

2Guillermo Gonzalez。微波晶體管放大器分析與設(shè)計(jì)。Prentice-Hall，1984。

3Eamon Nash?！袄斫狻⒉僮鞑?shí)現(xiàn)基于二極管的集成式RF檢波器接口?！盇DI公司，2015年11月。

致謝

感謝Steve Boyle提供深思熟慮的分析和建設(shè)性意見，感謝Rob Hicks創(chuàng)建評(píng)估板。此外，我們永遠(yuǎn)感謝Peter Kearney所做的全部測(cè)量工作。

Eamon Nash [eamon.nash@analog.com]是ADI公司應(yīng)用工程總監(jiān)。他已在ADI公司工作28年，擔(dān)任過涉及混合信號(hào)、精密和RF產(chǎn)品的不同現(xiàn)場(chǎng)應(yīng)用支持和工廠職位。他目前在ADI公司的RF產(chǎn)品部門工作，專注于RF功率測(cè)量、相控陣?yán)走_(dá)和毫米波成像。他擁有愛爾蘭利默里克大學(xué)電氣工程學(xué)士學(xué)位。

Eberhard Brunner [eberhard.brunner@analog.com]是ADI公司資深設(shè)計(jì)工程師，擁有加州大學(xué)伯克利分校電氣工程學(xué)士學(xué)位(1988)和俄勒岡研究所電氣工程碩士學(xué)位(1995)。他還是圣克拉拉大學(xué)的校友。從加州大學(xué)伯克利分校畢業(yè)后，他曾在微波無線電公司Harris Farinon擔(dān)任調(diào)制解調(diào)器設(shè)計(jì)工程師。1991年，他搬到俄勒岡州，加入ADI公司西北實(shí)驗(yàn)室，向ADI研究員Barrie Gilbert匯報(bào)工作。從那時(shí)起，他一直擔(dān)任技術(shù)員和應(yīng)用工程師，主要從事設(shè)計(jì)工作，同時(shí)提供產(chǎn)品工程和營銷支持。他的專長(zhǎng)領(lǐng)域是非線性模擬設(shè)計(jì)、RF功率檢測(cè)、醫(yī)學(xué)成像和微波設(shè)計(jì)。他目前在加州圣巴巴拉的以太網(wǎng)供電(PoE)設(shè)計(jì)部工作。他擁有10項(xiàng)已授權(quán)專利。