ADC/DAC IC上的集成強化型DSP改進寬帶多通道系統(tǒng)

簡介

過去幾十年來，無線系統(tǒng)通道數(shù)和帶寬一直穩(wěn)步增長。對數(shù)據(jù)速率和系統(tǒng)整體性能的要求成為這些現(xiàn)代電信、雷達和儀器儀表系統(tǒng)發(fā)展的驅(qū)動因素。但與此同時，這些要求也加大了電源封裝和系統(tǒng)的復(fù)雜度，使功率密度和組件級別的功能變得更為重要。

為打破其中的一些限制，半導體行業(yè)將更多的通道整合到同一個硅封裝中，借此降低每個通道的功率要求。此外，半導體公司還將更復(fù)雜的功能整合到數(shù)字前端，簡化了過去在專用集成電路(ASIC)或現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)結(jié)構(gòu)中才能實現(xiàn)的片外硬件設(shè)計。這些功能既包括濾波器、下變頻器或數(shù)控振蕩器(NCO)等通用組件，也有更復(fù)雜的特定應(yīng)用操作。

信號調(diào)節(jié)和校準問題僅在開發(fā)多通道系統(tǒng)時才變得較復(fù)雜。這種架構(gòu)可能需要每個通道有獨立的濾波器或其它數(shù)字信號處理(DSP)模塊，從而轉(zhuǎn)變成對節(jié)能更為重要的強化型DSP。

本文介紹了使用16通道發(fā)射和16通道接收子陣列的實驗結(jié)果，其中所有發(fā)射和接收通道都使用數(shù)字轉(zhuǎn)換器集成電路(IC)中的強化型DSP模塊來校準。與其它架構(gòu)相比，這個多通道系統(tǒng)在尺寸、重量和功率上都更有優(yōu)勢。對比該系統(tǒng)的FPGA資源利用率后可發(fā)現(xiàn)，強化型DSP模塊為多通道平臺的設(shè)計人員解決了重大挑戰(zhàn)。

數(shù)字信號處理模塊

真實信號，無論是用來合成還是接收，都需要一定程度的分析或處理，才能共同滿足任何應(yīng)用所需的性能。信號鏈幅度衰減或平坦度的常見補償辦法是借助補償濾波器。圖1是增益和平坦度補償濾波器的示例，設(shè)計用于校正給定頻段內(nèi)的缺陷，從而為下游應(yīng)用創(chuàng)建更理想的響應(yīng)。

圖1 ADC的頻率幅度平坦度響應(yīng)可通過數(shù)字濾波來改善

對多通道系統(tǒng)而言，此處理必須能夠獨立控制每個通道，讓通道彼此獨立地運行。因此，該系統(tǒng)使用的是獨立的DSP模塊，可進行通道的相位和幅度對齊，還可在目標通帶內(nèi)獲得平坦增益。由于每個通道和系統(tǒng)都是唯一的，DSP必須針對配置、環(huán)境和硬件組合專門調(diào)諧。

數(shù)字上/下變頻器模塊

本文的結(jié)論主要依賴單芯片DAC和ADC中配置的數(shù)字上變頻器(DUC) DSP模塊和數(shù)字下變頻器(DDC) DSP模塊。圖2是DUC和DDC框圖示例，說明了這些數(shù)據(jù)通道常用的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。這些DUC和DDC模塊有許多用途：

■   與數(shù)字接口的數(shù)據(jù)速率相比，內(nèi)插(DUC)和抽取(DDC)轉(zhuǎn)換器的采樣速率。

■   轉(zhuǎn)化即將合成的DAC數(shù)據(jù)(DUC)和數(shù)字化ADC數(shù)據(jù)(DDC)的頻率。

■   將接口的數(shù)字數(shù)據(jù)發(fā)射導向基帶處理器(BBP)。

■   為每個通道實現(xiàn)數(shù)字增益，產(chǎn)生更接近系統(tǒng)滿量程值的碼值。

■   支持注入簡單的數(shù)字音調(diào)，無需數(shù)字數(shù)據(jù)鏈路，便能簡化系統(tǒng)快速啟動。

■   將每個通道的相位對齊通用基準。

我們往往希望卸載到轉(zhuǎn)換器或從轉(zhuǎn)換器卸載的數(shù)字數(shù)據(jù)速率與轉(zhuǎn)換器的采樣速率不同，從而降低系統(tǒng)功耗，提高系統(tǒng)的整體靈活性。因此，通常會部署數(shù)字上變頻器和下變頻器模塊。DUC模塊使來自BBP的發(fā)射波形數(shù)據(jù)能夠以低于DAC采樣速率的速率發(fā)射，因此也支持DAC以更高的速率合成內(nèi)插波形數(shù)據(jù)（見圖2頂部的內(nèi)插子模塊）。同樣地，DDC模塊使接收輸入在抽取前以更高速度的ADC采樣速率數(shù)字化，之后再以更低的數(shù)據(jù)速率發(fā)送到BBP（見圖2底部的抽取子模塊）。

此外，與通過數(shù)字接口發(fā)送到BBP或從BBP發(fā)送出的信號相比，頻率轉(zhuǎn)換在數(shù)字域內(nèi)常用于合成或分析更高頻率的模擬信號。許多系統(tǒng)都在DUC和DDC中采用復(fù)值NCO，目的就是為了實現(xiàn)這種頻率轉(zhuǎn)換，如圖2所示。NCO可被認為是數(shù)字信號生成器，它能提供等同于本振(LO)的信號，當信號被發(fā)送到同樣在DUC/DDC中的數(shù)字混頻器中時，可以提高發(fā)送到DAC的發(fā)射波形頻率（和DUC的情況一樣），或降低從ADC發(fā)出的接收波形頻率（和DDC情況一樣）。當數(shù)字頻率轉(zhuǎn)換發(fā)生時，DDC內(nèi)這些數(shù)字混頻器的輸出往往變成復(fù)值，使得同相位(I)和正交相位(Q)信號沿著最終連接到單獨ADC采樣實值數(shù)據(jù)的單一數(shù)字通道傳輸。同樣地，到達DUC數(shù)字增益模塊數(shù)字混頻器的輸入復(fù)值信號在輸出端變成實值，然后簽發(fā)到單獨DAC，合成實值信號。

圖2 DUC和DDC模塊提供目前轉(zhuǎn)換器IC中許多有用的DSP功能

此外，DUC和DDC還使用戶能夠在轉(zhuǎn)換器的瞬時帶寬內(nèi)獲得多個數(shù)字通道。結(jié)果就是BBP能夠合成和/或分析比子陣列本身的轉(zhuǎn)換器數(shù)量還要多的數(shù)據(jù)流。因此，如果兩個窄通道彼此隔得很遠，就需要能提供更好的信號合成或分析能力的系統(tǒng)。

正如圖2所示，數(shù)字增益模塊也經(jīng)常出現(xiàn)在DUC和DDC中。數(shù)字增益通過向子模塊中另一個數(shù)字混頻器的輸入提供靜態(tài)數(shù)字碼值來實現(xiàn)。利用這個功能，用戶獲得的碼值更接近數(shù)字接口位數(shù)所提供的滿量程值。同樣地，只要向數(shù)字混頻器的一個端口提供連續(xù)靜態(tài)碼值，便可注入直流偏移連續(xù)波(CW)波信號，而非基帶數(shù)據(jù)。這樣用戶就能通過DAC將發(fā)射CW波輕松合成至模擬域，無需通過BBP建立JESD204B或JESD204C數(shù)據(jù)鏈路。

此外，相位偏移模塊經(jīng)常部署在NCO的輸出，如圖2所示。這些相位偏移可按照系統(tǒng)內(nèi)的通用基線參考來校正通道間相位偏差。由于每個DUC和DDC都有自己的NCO，因此只需針對給定的NCO頻率來偏移一個確定量的NCO相位，便可實現(xiàn)系統(tǒng)每個通道的相位對齊。這樣一來，在使用時遇到可用的多芯片同步算法時，所有通道間的確定性相位關(guān)系可通過這些NCO相位偏移進行校正1。 圖3顯示了實現(xiàn)相位對齊（通過嚴格為每個接收數(shù)據(jù)通路設(shè)置所需的NCO相位偏移值）前后，16通道同時接收I/Q數(shù)據(jù)采集的實驗結(jié)果。請注意，這些數(shù)字校正還校正了每個通道前端網(wǎng)絡(luò)中的射頻和微波損耗。

可編程有限脈沖響應(yīng)濾波器

盡管NCO輸出相位偏移模塊可被用于單一頻率的相位對齊，子陣列校準則經(jīng)常要求對整個目標頻帶進行相位對齊。此外需要幅度均衡，即所有通道名義上擁有相對于通用基準通道的相同幅度，還需要幅度增益平坦化，即所有通道擁有相對于頻率的恒定幅度響應(yīng)。

為達到寬帶相位和幅度校正，通常還部署另一種DSP模塊。這種模塊被稱為有限脈沖響應(yīng)濾波器(FIR)2。 FIR濾波器是一種數(shù)字濾波器，被大量用在DSP上，其系數(shù)決定了輸入數(shù)字信號的幅度和相位響應(yīng)。允許更改這些系數(shù)的系統(tǒng)被視為可編程FIR濾波器(pFIR)，用戶可根據(jù)每個通道生成自己需要的幅度和相位響應(yīng)。

運用pFIR實現(xiàn)通道幅度對齊和增益平坦化

圖4是用于展示寬帶幅度和相位對齊以及增益平坦化的系統(tǒng)的高級框圖。該系統(tǒng)采用了四個數(shù)字化IC，各包含四個發(fā)射和四個接收模擬通道，或者八個發(fā)射和八個接收數(shù)字通道。當使用系統(tǒng)內(nèi)的所有四個數(shù)字化IC時，總共可實現(xiàn)16個發(fā)射和16個接收模擬通道，或者32個發(fā)射和32個接收數(shù)字通道。單獨的鎖相環(huán)(PLL)頻率合成器IC用于給每個數(shù)字化IC提供轉(zhuǎn)換器采樣時鐘信號。此外，時鐘緩沖器IC用于提供多片同步算法所需的數(shù)字參考和系統(tǒng)參考時鐘1。 該系統(tǒng)起初配置在S頻段，設(shè)定NCO頻率，所有發(fā)射和所有接收通道的模擬信號頻率都在同樣的2.7GHz。所用的DAC采樣速率是12 GSPS，平臺會在第一奈奎斯特區(qū)合成發(fā)射通道。ADC采樣速率為4 GSPS，平臺會在第二奈奎斯特區(qū)采集接收通道。

圖3 實驗結(jié)果表明了16個接受通道的I/Q同時采集，利用數(shù)字化儀IC上的DDC模塊提供的復(fù)雜NCO相位偏移嚴格進行相位對齊（而非幅度對齊）

圖4 這個高級系統(tǒng)框圖用于證明多通道相位和幅度均衡/平坦度

如圖5所示，用連接的16發(fā)射/16接收校準板將組合通道發(fā)射信號準確地回送到每個單獨的接收通道，以便同時采集所有接收通道。系統(tǒng)的PLL頻率合成器再通過自身相位調(diào)整模塊對齊，發(fā)射通道和接收通道則使用DUC和DDC各自提供的NCO相位偏移模塊粗略對齊。這樣一來，子系統(tǒng)相位大致與校準頻率對齊，見圖3所示曲線，但未實現(xiàn)任何幅度對齊。盡管本文采用了16發(fā)射/16接收校準板，用電氣方法對齊系統(tǒng)，但還可通過系統(tǒng)校準反射器以無線方式獲得類似的配置，這也有助于校正任何天線通道間異常。

如圖4所示，96抽頭pFIR濾波器位于每個ADC的輸出，這樣每個ADC通道的相位和幅度響應(yīng)可在整個ADC采樣速率的頻率范圍內(nèi)彼此對齊。因此可將pFIR放在ADC和DDC模塊之間。這樣數(shù)字接口的數(shù)據(jù)速率就不同于pFIR的速率，所以需要知道系統(tǒng)頻率轉(zhuǎn)換和速率抽取的程度，以便采用pFIR進行通道幅度對齊。由于本文在每個ADC的輸入端采集實際數(shù)據(jù)，pFIR輸入為實值。此外，系統(tǒng)設(shè)計是可配置的，這樣每個ADC對的一個pFIR模塊就是已部署的解決方案，如圖4中的雙重實際模塊所示。這也允許在兩個獨立的ADC中使用I/Q復(fù)雜輸入，從而支持系統(tǒng)對齊。

為實現(xiàn)系統(tǒng)內(nèi)通道的幅度對齊和幅度平坦化，將寬帶掃頻波形載入每個發(fā)射通道，使得系統(tǒng)的I/Q帶寬中包含所有頻率。這樣用戶就能確定系統(tǒng)數(shù)據(jù)速率內(nèi)所有頻率的頻率誤差響應(yīng)。然后，在抽取的I/Q數(shù)據(jù)速率下獲得基線數(shù)據(jù)采集。本文的結(jié)論使用的是4 GSPS的ADC采樣速率和250 MSPS的I/Q數(shù)據(jù)速率。這樣每個發(fā)射NCO頻率設(shè)置為2.7 GHz，每個接收NCO頻率設(shè)置為1.3 GHz，原因是頻率從第二奈奎斯特區(qū)折疊到第一奈奎斯特區(qū)。基線數(shù)據(jù)利用MATLAB?系統(tǒng)接口采集，針對增益平坦化Rx0計算每個通道的幅度和相位誤差響應(yīng)，這樣所有接收通道收到的最大值就是整個I/Q頻段的理想接收輸入。圖6顯示了系統(tǒng)內(nèi)16個接收通道中四個通道的相位和幅度誤差響應(yīng)。注意圖6左側(cè)，NCO相位偏移主要校正每個接收通道的相位誤差，但正如圖6右側(cè)所示，系統(tǒng)中的幅度誤差仍在。剩余的12個接收通道也有同樣的誤差響應(yīng)。另外應(yīng)注意，不僅接收幅度不同于Rx0，如果不使用其它校準技術(shù)，幅度平坦度也很差。這些異常是在ADC前端網(wǎng)絡(luò)中使用模擬濾波器時故意引入的，以便證明幅度平坦度和均衡。

圖5 測試設(shè)置了輸出發(fā)射（紅色）信號，然后利用連接的16發(fā)射/16接收校準板組合所有發(fā)射信號。再將組合后的信號進行均勻拆分，并回送到每個接收（橙色）通道。16發(fā)射/16接收校準板位于圖片頂部，與本文使用的獨立Quad-MxFE?平臺對接。PLL/頻率合成器信號（綠色）經(jīng)過調(diào)整后可校正平臺上故意引入的熱損害

圖6 每個通道相對于增益平坦Rx0的相位/幅度誤差響應(yīng)有助于確定pFIR濾波器設(shè)計