基于單脈沖試驗(yàn)的IGBT模型的電壓應(yīng)力測(cè)試分析

IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）是由MOS（絕緣柵型場(chǎng)效應(yīng)管）和BJT（雙極型三極管）組成的復(fù)合全控型電壓驅(qū)動(dòng)式功率半導(dǎo)體器件，IGBT 作為功率設(shè)備的核心器件，在電力電子設(shè)備中有著廣泛的應(yīng)用^[1，2]。市場(chǎng)不僅追求著低成本和高功率密度，對(duì)性能和可靠性要求也更高^[3，4]。IGBT 的開(kāi)關(guān)暫態(tài)特性限制著它的最大工作結(jié)溫、最大開(kāi)關(guān)頻率、EMC 性能、散熱性能、優(yōu)化電路系統(tǒng)等性能^[5]。

為了進(jìn)一步了解IGBT 工作性能，筆者搭建了光伏3代IGBT 采用T 型三電平拓?fù)?，額定輸出線(xiàn)電壓315 V，電流230 A，設(shè)計(jì)輸入電壓范圍500 ～ 1 000 V。目前備選IGBT 模塊為英飛凌F3L400R12PT4_B26、西門(mén)康SKiM400TMLI12E4B、富士4MBI400VG-120R-50。英飛凌IGBT 模塊已經(jīng)搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，初步的測(cè)試表明英飛凌IGBT 模塊的關(guān)斷電壓應(yīng)力很大。因IGBT 橋臂的耐壓為1 200 V，關(guān)斷時(shí)只承受一半的母線(xiàn)電壓，電壓應(yīng)力不是問(wèn)題。IGBT 的鉗位耐壓值為650 V( 英飛凌、西門(mén)康) 或600 V( 富士)，關(guān)斷電壓尖峰問(wèn)題很?chē)?yán)重^[6]。

1   單脈沖測(cè)試原理

本文設(shè)計(jì)IGBT 測(cè)試采用單脈沖測(cè)試，開(kāi)通或關(guān)斷狀態(tài)都能測(cè)試。為方便起見(jiàn)，只對(duì)T3 做單脈沖測(cè)試。單脈沖實(shí)驗(yàn)原理示意如圖1 和圖2 所示。

圖1 英飛凌IGBT模塊示意圖

圖2 富士IGBT模塊示意圖

圖1 為英飛凌IGBT 示意圖，對(duì)T2 做單脈沖測(cè)試時(shí)，短路其他IGBT 門(mén)極。電壓施加于BUS+ 和BUS_N 功率端子，電感器并聯(lián)于BUS+ 和交流輸出端子。當(dāng)T2 IGBT 開(kāi)通時(shí)，母線(xiàn)電壓通過(guò)T2 反并二極管D2 T3施加于電感上，電感電流線(xiàn)性上升，如紅色實(shí)線(xiàn)所示。當(dāng)?shù)竭_(dá)某時(shí)刻，T3 關(guān)斷，電感電流通過(guò)T1 反并聯(lián)二極管D1 續(xù)流，如紅色虛線(xiàn)所示?？刂芓3 IGBT 導(dǎo)通時(shí)間，可以改變IGBT 關(guān)斷時(shí)的電流^[7]。

圖2 為富士IGBT 單脈沖測(cè)試示意圖，選用的富士IGBT 采用RB-IGBT。T3 開(kāi)通時(shí)，母線(xiàn)電壓通過(guò)導(dǎo)通的T3 施加于電感上，電感電流線(xiàn)性上升，如紅色實(shí)線(xiàn)所示。當(dāng)?shù)竭_(dá)某時(shí)刻，T3 關(guān)斷，電感電流通過(guò)T1 反并聯(lián)二極管D1 續(xù)流，如紅色虛線(xiàn)所示。改變T3 導(dǎo)通時(shí)間可以控制T3 關(guān)斷電流值的大小，如圖3 所示為測(cè)試波形圖。

圖3 單脈沖測(cè)試波形示意

一般來(lái)講，IGBT 模塊DC 母線(xiàn)側(cè)都會(huì)并聯(lián)高頻Snubber 電容。有母線(xiàn)Snubber 電容情況下，IGBT 關(guān)斷電壓過(guò)沖分為兩部分，如圖4 所示。第一個(gè)尖峰寬度很窄，電壓值最高，見(jiàn)圖4 中的ΔV1。這主要是IGBT 內(nèi)部寄生電感和Snubber 電容寄生電感產(chǎn)生的。第一個(gè)尖峰之后為頻率較低的衰減震蕩，造成的電CE 電壓過(guò)沖為ΔV2。這主要是IGBT 關(guān)斷造成電流變化，導(dǎo)致寄生電感與Snubber 電容發(fā)生諧振。ΔV2 受到寄生電感及關(guān)斷電流影響。

單脈沖( 或雙脈沖) 測(cè)試時(shí)，可以在母線(xiàn)兩端加Snubber 電容，這樣測(cè)試中產(chǎn)生的第一個(gè)電壓過(guò)沖同實(shí)際情況基本相同，具有較大的參考價(jià)值。第二個(gè)電壓過(guò)沖受測(cè)試系統(tǒng)的母線(xiàn)寄生電感影響，與實(shí)際情況差異較大^[8]。

圖4 IGBT關(guān)斷電壓應(yīng)力示意圖

2   RCD緩沖電路對(duì)IGBT電壓應(yīng)力的影響

按照光伏2 代設(shè)計(jì)，三電平逆變輸出端子可以增加RCD（電容電阻二極管）緩沖電路來(lái)吸收電壓尖峰。單脈沖測(cè)試時(shí)，也可以增加RCD 緩沖電路。圖5 為富士IGBT 模塊T3 管單脈沖測(cè)試時(shí)RCD 緩沖工作示意圖，英飛凌和西門(mén)康緩沖電路類(lèi)似，不再贅述。

圖5 T3管RCD緩沖示意圖

T3 關(guān)斷時(shí)，電感電流一部分通過(guò)T1 反并聯(lián)二極管D1 續(xù)流，一部分通過(guò)RCD 緩沖電路Ds 流向電容Cs，Cs 電荷通過(guò)放電電阻Rs 瀉放。交流輸出端子U 電壓可以通過(guò)電容Cs 鉗位，Cs 電壓一般維持在母線(xiàn)電壓，因此T3 關(guān)斷電壓應(yīng)力得以降低。同時(shí)直流輸入側(cè)并聯(lián)Snubber 電容C_sn。

在圖5 所示的測(cè)試電路中，T3 的關(guān)斷電壓應(yīng)力主要受以下幾個(gè)因素影響：

1. 門(mén)極驅(qū)動(dòng)電阻；

2. 關(guān)斷電流；

3. Snubber 電容C_sn；

4. RCD 緩沖電路。

關(guān)斷電壓應(yīng)力不僅受驅(qū)動(dòng)電阻的影響，母線(xiàn)Snubber電容，RCD 緩沖電容也會(huì)影響電壓應(yīng)力。

英飛凌IGBT 模塊測(cè)試了三種外圍緩沖電路下的關(guān)斷電壓應(yīng)力：

母線(xiàn)Snubber 電容0.68 μF，無(wú)RCD 緩沖，電容采用的是廈門(mén)法拉的MKP82 系列金膜電容，此系列電容0.56 μF 型號(hào)用于光伏2 代IGBT 吸收；

母線(xiàn)Snubber 電容2.2 μF，無(wú)RCD 緩沖，電容采用的是廈門(mén)法拉的C82 系列IGBT 吸收專(zhuān)用電容，此系列用于UPS 工頻機(jī)IGBT 吸收；

母線(xiàn)Snubber 電容2.2 μF，加RCD 緩沖，RCD 緩沖參數(shù)如下：C：0.1 μF/630 V×2，D：1 200 V/60 A 二極管×2，R：51 Ω。

測(cè)試關(guān)斷電流分別選擇了350 A ～ 400 A( 中電流) 和550 A ～ 600 A( 大電流) 兩個(gè)電流范圍，其中350 A ～ 400 A 對(duì)應(yīng)110% 負(fù)載工作時(shí)的最大電流，550 A ～ 600 A 對(duì)應(yīng)逐波限流電流。這兩種電流范圍是IGBT 工作時(shí)兩種考核工況。圖6 為英飛凌IGBT 在不同驅(qū)動(dòng)電阻下的電壓應(yīng)力的測(cè)試結(jié)果。

a 中電流下電壓應(yīng)力變化趨勢(shì)圖

b 大電流下電壓應(yīng)力變化趨勢(shì)圖

圖6 英飛凌IGBT電壓應(yīng)力變化趨勢(shì)

從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，中等電流下，Snubber 電容2.2 μF 電壓應(yīng)力明顯低于0.68 μF。但增加了RCD 緩沖后，應(yīng)力改善不明顯，且只在驅(qū)動(dòng)電阻較小時(shí)有效，驅(qū)動(dòng)電阻增大后幾乎無(wú)效果。大電流下，RCD 緩沖反而起到了反作用，電壓應(yīng)力反而更高。這與英飛凌IGBT封裝有關(guān)，其輸入輸出引腳距離很遠(yuǎn)，RCD 緩沖路徑太長(zhǎng)，吸收效果很差。

對(duì)英飛凌IGBT 模塊，不建議增加RCD 緩沖電路，通過(guò)選擇高頻特性更好的Snubber 電容能有效降低關(guān)斷電壓應(yīng)力^[9]。

圖7 為英飛凌IGBT 在不同電流下電壓應(yīng)力對(duì)比曲線(xiàn)。外圍緩沖電路都采用了方案2。結(jié)果可以看出，中等電流和大電流下，英飛凌IGBT 應(yīng)力差異不大，驅(qū)動(dòng)電阻較大時(shí)，差異更小。因此對(duì)英飛凌IGBT 來(lái)講，逐波限流時(shí)電壓應(yīng)力同正常工作時(shí)差異不大。也就是說(shuō)，通過(guò)減小逐波限流電流的方法減小電壓應(yīng)力，效果不明顯。

圖7 不同電流下英飛凌IGBT電壓應(yīng)力對(duì)比

英飛凌IGBT 模塊T3 關(guān)斷典型波形如圖8。測(cè)試條件為：母線(xiàn)電壓300 V，驅(qū)動(dòng)電阻10 Ω，關(guān)斷電流約370 A，結(jié)溫約25 ℃，外圍緩沖電路為方案2。因英飛凌IGBT 模塊寄生電感較大，因此關(guān)斷電壓尖而高。英飛凌模塊在驅(qū)動(dòng)電阻較小時(shí)比較敏感，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電阻增加到一定程度，電壓應(yīng)力下降變緩慢。

圖8 英飛凌IGBT模塊T3關(guān)斷典型波形

3   電壓應(yīng)力解決方案

從實(shí)驗(yàn)結(jié)果來(lái)看，解決鉗位IGBT 應(yīng)力過(guò)高問(wèn)題主要有以下兩種思路。

1）增大驅(qū)動(dòng)關(guān)斷電阻；英飛凌和西門(mén)康IGBT 需要增大關(guān)斷電阻到33 Ω 才能將電壓過(guò)沖控制到150 V以?xún)?nèi)；富士鉗位IGBT 耐壓600 V，需要將電壓過(guò)沖控制在100 V 以?xún)?nèi)，即使將驅(qū)動(dòng)電阻增加到100 Ω 也無(wú)法滿(mǎn)足降額要求。

2）采用有源鉗位驅(qū)動(dòng)，關(guān)斷電壓應(yīng)力過(guò)高時(shí)，通過(guò)CG 極之間的TVS 反饋，降低關(guān)斷就電壓應(yīng)力。經(jīng)分析，以上兩種方案都存在一些弊端。

對(duì)方案1）增大驅(qū)動(dòng)電阻，存在如下幾個(gè)弊端。

A. 驅(qū)動(dòng)電阻加大導(dǎo)致驅(qū)動(dòng)延時(shí)增加，西門(mén)康模塊采用33 Ω 驅(qū)動(dòng)電阻時(shí)，驅(qū)動(dòng)關(guān)斷延時(shí)高達(dá)2.8 μs，17 Ω也有約2 μs，預(yù)計(jì)死區(qū)時(shí)間必須達(dá)到4 ～ 5 μs 才能滿(mǎn)足要求。

B. 限制橋臂IGBT 開(kāi)通速度。橋臂IGBT 開(kāi)通太快時(shí)，鉗位IGBT 的CE 之間電壓上升速率太快，通過(guò)CG 之間的密勒電容形成位移電流，抬高鉗位IGBT 的G 極電壓，導(dǎo)致漏電流加大。關(guān)斷電阻越大，這個(gè)效應(yīng)越明顯。光伏2 代逆變器上內(nèi)管IGBT 的實(shí)驗(yàn)波形如圖9 所示。應(yīng)對(duì)此問(wèn)題有如下兩種方法。

方法一是關(guān)斷鉗位IGBT 時(shí)采用兩段驅(qū)動(dòng)電阻，閥值電壓以上采用較大的驅(qū)動(dòng)電阻以降低關(guān)斷電壓應(yīng)力，閥值電壓以下采用較小的驅(qū)動(dòng)電阻，防止門(mén)極電壓被沖高。方法二，鉗位IGBT 的GE 之間并聯(lián)電容，壓制門(mén)極電壓上沖，但這種方法反過(guò)來(lái)會(huì)加大IGBT 關(guān)斷延時(shí)。

圖9 光伏2代內(nèi)管IGBT驅(qū)動(dòng)波形

探頭設(shè)置為：黃線(xiàn)為逆變電感電流；藍(lán)線(xiàn)為內(nèi)管Vce 電壓紅線(xiàn)：內(nèi)管Vge 電壓，開(kāi)關(guān)損耗增加，導(dǎo)致結(jié)溫不滿(mǎn)足降額要求。以西門(mén)康IGBT 為例，開(kāi)關(guān)損耗驅(qū)動(dòng)電阻都按5 Ω 驅(qū)動(dòng)電阻計(jì)算。

若橋臂IGBT 開(kāi)通電阻由5 Ω 變?yōu)?0 Ω，單次開(kāi)通損耗由21 mJ 增加到47 mJ，T1/T4 開(kāi)關(guān)損耗由105 W增加到162 W( 輸入電壓750 V，輸出電流252 A，功率因數(shù)1)，總損耗由2 152 W 增加到2 493 W，增加15.6%。

若鉗位IGBT 關(guān)斷電阻由5 Ω 變?yōu)?0 Ω，單次關(guān)斷損耗由27 mJ 增加到45 mJ，低壓穿越時(shí)( 輸入電壓800 V，輸出電流252 A，功率因數(shù)0)T2/T3 開(kāi)關(guān)損耗由49.6 W 增加到70.4 W，T2/T3 總損耗由203.4 W 增加到224 W，增加12%，進(jìn)一步增加了低壓穿越時(shí)的熱應(yīng)力。

若鉗位IGBT 關(guān)斷電阻由5 Ω 變?yōu)?0 Ω，單次關(guān)斷損耗由27 mJ 增加到45 mJ，調(diào)無(wú)功時(shí)( 輸入電壓750 V，輸出電流252 A，功率因數(shù)0.8)T2/T3 開(kāi)關(guān)損耗由10.2 W 增加到14.5 W，T2/T3 總損耗由96.2 W 增加到100.5 W，增加4.4%。

對(duì)方案2），采用有源鉗位驅(qū)動(dòng)，存在如下風(fēng)險(xiǎn)：

1) 有源鉗位驅(qū)動(dòng)我司無(wú)人采用，無(wú)調(diào)試經(jīng)驗(yàn)；

2) 鉗位反饋用的TVS 要求很高，選型較困難，且損耗較大；

3) 單邊母線(xiàn)過(guò)壓，如果超過(guò)有源鉗位電壓，可能導(dǎo)致IGBT 進(jìn)入線(xiàn)性工作區(qū)，導(dǎo)致過(guò)熱燒毀。

4   結(jié)論

從單脈沖測(cè)試結(jié)果來(lái)看，西門(mén)康IGBT 模塊關(guān)斷電壓應(yīng)力最低，在關(guān)斷電阻33 Ω 時(shí)能滿(mǎn)足電壓降額要求。如果進(jìn)一步改進(jìn)母線(xiàn)Snubber 電容，采用用17 Ω 驅(qū)動(dòng)電阻，關(guān)斷延時(shí)較大。

富士模IGBT 模塊采用的RB-IGBT 特性較特殊，驅(qū)動(dòng)電阻很大。在驅(qū)動(dòng)電阻100 Ω、采用RCD 緩沖情況下電壓過(guò)沖控制在160 V 左右。做到1 000 V 輸入電壓工作幾乎不可能，如輸入電壓降低為900 V，適當(dāng)改進(jìn)也可能滿(mǎn)足要求。

英飛凌IGBT 模塊電壓應(yīng)力較差，采用33 Ω 較大驅(qū)動(dòng)電阻，電壓過(guò)沖也可以控制在150 V 左右。

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（本文來(lái)源于《電子產(chǎn)品世界》雜志2022年3月期）