25 kW SiC直流快充設(shè)計(jì)指南(第三部分)：PFC仿真

Warning: file_get_contents(): SSL: connection timeout in /var/www/html/www.edw.com.cn/www/rootapp/controllerssitemanage/ManagecmsController.php on line 2012 Warning: file_get_contents(): Failed to enable crypto in /var/www/html/www.edw.com.cn/www/rootapp/controllerssitemanage/ManagecmsController.php on line 2012 Warning: file_get_contents(https://stockimg.52solution.com/ueditor/php/upload/image/20220526/1653572299..png): failed to open stream: operation failed in /var/www/html/www.edw.com.cn/www/rootapp/controllerssitemanage/ManagecmsController.php on line 2012

在本系列的前幾篇文章中，我們介紹了電動車快充系統(tǒng)的主要系統(tǒng)要求，概述了系統(tǒng)開發(fā)過程中的關(guān)鍵階段以及認(rèn)識了參與設(shè)計(jì)25 kW SiC直流快充系統(tǒng)的工程師團(tuán)隊(duì)。

現(xiàn)在，讓我們更深入了解25 kW SiC快充設(shè)計(jì)。在第一、第二部分中我們聊了聊所選擇的規(guī)格、拓?fù)浜褪袌霰尘?，今天我們將著重于AC-DC轉(zhuǎn)換部分的仿真，同時還有在之前被稱為“三相有源整流”部分，簡稱PFC。

如第一部分中提到，電源仿真有助于在設(shè)計(jì)和構(gòu)建硬件系統(tǒng)之前驗(yàn)證假設(shè)，發(fā)現(xiàn)在器件選型、PCB layout、甚至后期測試中可能存在的問題。例如，仿真能幫助我們測試有關(guān)電壓、電流、開關(guān)頻率、損耗、散熱和控制算法的工作。

除了驗(yàn)證，仿真的結(jié)果還有助于解決設(shè)計(jì)過程中其它重要的步驟，比如被動器件的選擇。一套有效的仿真流程能夠減少產(chǎn)品開發(fā)周期的調(diào)試以及硬件損耗，加快整個過程。

仿真之前的準(zhǔn)備工作

在仿真開始之前，事前準(zhǔn)備也是十分重要的。下面列出了我們認(rèn)為最重要的幾項(xiàng)準(zhǔn)備工作，以及對應(yīng)的處理方式。

仿真的目標(biāo)

事前想好仿真目標(biāo)是非常重要的。目標(biāo)會影響建立仿真模型的細(xì)節(jié)，我們將會在下一部分中著重提到。在這個項(xiàng)目中，PFC的電源仿真幫助設(shè)計(jì)團(tuán)隊(duì)解決了以下幾個問題：

●    在硬件設(shè)計(jì)前進(jìn)行PFC的功能驗(yàn)證

●    確認(rèn)工作節(jié)點(diǎn)時的DC輸出電壓、電流、功率，應(yīng)當(dāng)滿足其它系統(tǒng)要求。

●    確認(rèn)以70 kHz開關(guān)頻率下的效率值可以達(dá)標(biāo)

●    預(yù)估了功耗

●    確認(rèn)了柵極驅(qū)動器的柵極電阻值(Demo的起始值)

●    確認(rèn)了PFC電感的參數(shù)(可發(fā)給電感供應(yīng)商，加速供貨周期)

●    基于電流紋波(臨界值)，ESR，容值和電壓，確認(rèn)了電解電容參數(shù)

電源仿真模型和軟件

仿真模型是整個過程中的關(guān)鍵。模型再現(xiàn)了電路中每個器件的功能和參數(shù)。模型中的每個器件，比如：開關(guān)管、二極管、柵極驅(qū)動器以及被動器件，都可以用不同程度的參數(shù)增加細(xì)節(jié)。當(dāng)然也存在難以建模的器件。一套復(fù)雜的模型運(yùn)行起來會更加耗時，較簡單的模型能夠在許多不同系統(tǒng)條件下進(jìn)行仿真，從而對應(yīng)不同問題。

本次系統(tǒng)的開發(fā)捷徑是簡化模型，從而加速仿真和設(shè)計(jì)過程。當(dāng)然，模型的精確性是非常關(guān)鍵的，會大大影響到結(jié)果。我們對不影響功能和電氣參數(shù)的器件模型進(jìn)行了簡化處理，而對關(guān)鍵器件進(jìn)行了更加精確的建模。

仿真軟件

電源仿真常常基于已有的SPICE模型，在這個項(xiàng)目中，我們使用了SIMetrix，混合模式的仿真軟件，為快速收斂提供強(qiáng)大的仿真功能。

輸入?yún)?shù)

模擬的最后一個基本要素是評估那些特定器件和參數(shù)。這樣的仿真能夠幫助我們提供這些滿足系統(tǒng)要求的參數(shù)的最佳組合。本次設(shè)計(jì)中，我們認(rèn)為最重要的器件有：

1. PFC電感。PFC電感的參數(shù)應(yīng)當(dāng)盡早地根據(jù)應(yīng)用的要求，輸入電壓，功率和電流確定。其次，我們應(yīng)該考慮它的尺寸和性價比。設(shè)計(jì)團(tuán)隊(duì)計(jì)算并估計(jì)感值應(yīng)該在幾十μH以內(nèi)。

2. 輸出電容。電容的選擇基于回路電流和紋波電壓，由于DC母線的電壓較高(約1000 V)，所以我們需要幾個串聯(lián)的電解電容來對應(yīng)高母線電壓。

3. 開關(guān)頻率。頻率值是由給定的電感值和電網(wǎng)要求預(yù)先確定的。如第二部分提到的，70 Hz是同時能滿足效率和EMI要求的方案。

這些通過各種方法確認(rèn)參數(shù)的初始值會通過仿真進(jìn)行驗(yàn)證。用于確定初始值的方法包括：標(biāo)準(zhǔn)容感設(shè)計(jì)計(jì)算、借鑒現(xiàn)有設(shè)計(jì)、歷史文獻(xiàn)和圖紙。利用深入分析這些方法，可以對參數(shù)進(jìn)行有根據(jù)的猜測，我們將在后面的仿真結(jié)果中再次提到。

開始仿真

在這個部分中，我們將介紹為本次設(shè)計(jì)建立的仿真模型(次模型)，并重點(diǎn)解釋模型特點(diǎn)以及被忽略的內(nèi)容。此外，還有針對不是基礎(chǔ)或必要的模型所采取的措施。最后是一份總結(jié)表。

圖1顯示了在SIMetrix中的仿真模型，包括功率部分(上)和PWM部分(下)。后續(xù)會帶來有關(guān)算法的內(nèi)容。

PWM調(diào)制回路基于一個典型的空間矢量脈寬調(diào)制算法(SVPWM)，能夠簡化控制回路并使其通過PI調(diào)節(jié)器尋址。我們使用了測量出的主相電壓作為控制器輸入來簡化模型，而在實(shí)際的硬件系統(tǒng)里，我們需要在數(shù)字域中使用鎖相環(huán)來測量瞬時電源參考電壓。

圖1. PFC部分的SIMetrix模型

母線和母線網(wǎng)絡(luò)模型

電源模型由3條可配置的母線組成，能產(chǎn)生相位差為120°的50/60 Hz正弦曲線。初始相位可以更改，對于驗(yàn)證輸入的浪涌電流保護(hù)回路很有幫助。為了方便考慮，大部分仿真模型中的負(fù)載都為阻性負(fù)載。

作為仿真的一部分，我們需要基本的、針對輸入濾波的差模傳導(dǎo)干擾(CE)的驗(yàn)證，可以在電源和濾波器之間插入人工電源網(wǎng)絡(luò)(AMN，Artificial Mains Network)或阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(LISN，Line Impedance Stabilization Network，根據(jù)CISPR22)。對于這塊內(nèi)容，我們不在本系列進(jìn)行討論。電網(wǎng)的模型也包括了影響控制的交流電網(wǎng)阻抗，因此加入仿真可以提高仿真的精確度。

輸入濾波

輸入濾波是變換器的第一個部分，這次仿真我們不會做任何輸入濾波模型的設(shè)計(jì)，所以采用了一個簡化的模型(圖2) 。如第二部分所提到的，那是一個現(xiàn)成的模型。

在這次的仿真中加入濾波器件帶來了兩個好處。第一，濾波器的輸出阻抗是PFC控制回路的一部分，沒有它我們很難得到一個可靠的PFC回路。在設(shè)計(jì)階段，不考慮EMI濾波終究會給你的產(chǎn)品帶來麻煩。

第二，為了得到一個更精確的效率和熱管理的模擬，我們也將了濾波器的功率損失加入仿真。再次強(qiáng)調(diào)本次仿真的其中一個目標(biāo)是為了驗(yàn)證我們的控制方案，以及會對最終產(chǎn)品性能有影響的器件。

圖2. 輸入濾波回路模型

浪涌電流保護(hù)

浪涌電流保護(hù)是EV充電系統(tǒng)中關(guān)鍵的一環(huán)，我們也需要為這一環(huán)做好仿真。該模型的實(shí)現(xiàn)并不復(fù)雜，典型的三相系統(tǒng)，其中兩相由電阻和繼電器并聯(lián)構(gòu)成，如圖3。由于系統(tǒng)并不涉及到中性線，所以不必在第三相上增加電阻。(圖1中的電阻R代表了連接產(chǎn)生的等效電阻。)

圖3. 浪涌電流保護(hù)模型

一般來說，浪涌電流的仿真能夠驗(yàn)證由電阻產(chǎn)生的最大能量耗散，從而幫助選擇正確的元器件。

PFC電感模型

SPICE仿真軟件能提供自帶的電感模型，但較為簡單且無法體現(xiàn)功率系統(tǒng)里電感的重要特性，比如自飽和和自諧振效應(yīng)。圖4中我們建立的模型則包含了這一些重要部分。電感飽和效應(yīng)參考查找表，提供了相對磁感率(μr)和磁場強(qiáng)度(H)的關(guān)系。繞組損耗由一顆串聯(lián)電阻體現(xiàn)。圖4說明了更多有關(guān)這些元素在模型中的細(xì)節(jié)。

圖4. 帶飽和和自諧振效應(yīng)的電感模型。

飽和效應(yīng)(感值隨著不同工作電流變化)的建模是根據(jù)查找表和磁性設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)公式：(1) L = μ0 μr ( Ae/Le) N2，(2)  H = (N × I)/Le ，(3) 查找表μr = f(H)，(4) VL = L × dI/dt，B1為電感電壓。L和dI/dt分別由(1)號公式和(4)號公式根據(jù)測試電感L1 (1H)推導(dǎo)得到。F1是一個電流驅(qū)動的電流源，1：1匝數(shù)比，輸出等于電感模型測量值。因?yàn)長1 = 1H，所以dI/dt = V (dI_dt-REF) 。F1對電感模型沒有任何影響，僅在計(jì)算每個點(diǎn)的VL、PFC的系統(tǒng)中，用于推導(dǎo)dI/dt。L (B1、F1和L1)、Cp和Rp模擬了電感的自諧振特性。

功率部分模型

功率部分是整個功率變換的重點(diǎn)，也是仿真模型的關(guān)鍵。它包含了3個半橋SiC模塊和柵極驅(qū)動。驅(qū)動系統(tǒng)對整體性能的影響相當(dāng)顯著(對基于SiC的系統(tǒng)影響更大)，所以我們強(qiáng)烈建議將其加入整體仿真，哪怕只囊括部分。然而目前的問題是已有的柵極驅(qū)動器的模型為了適應(yīng)更多常見往往設(shè)計(jì)得較為復(fù)雜。一般而言，對系統(tǒng)級的模擬，或者說對本次項(xiàng)目的模擬，一個簡化的驅(qū)動模型就已經(jīng)足夠了。

盡管驅(qū)動的參數(shù)表里不會詳細(xì)的體現(xiàn)I-V關(guān)系，但我們可以通過使用特定幾個點(diǎn)對應(yīng)的驅(qū)動輸出參數(shù)(最大輸出/吸收電流)和上升下降時間來得到一個輸出特性的近似值，從而提高了仿真的精確性和一個可接受的計(jì)算時間。我們使用這種方法來模擬柵極驅(qū)動器NCD57000。(圖5)

圖5. A相的功率部分模型

功率模塊

為功率模塊中的SiC MOSFET建模，顯而易見地是整體仿真的關(guān)鍵步驟。如同柵極驅(qū)動器，也有具有相當(dāng)詳細(xì)的SiC MOSFET的模型存在，這些通常用于設(shè)備特性描述和提取任何工作條件下的設(shè)備參數(shù)。這些模型擴(kuò)展了數(shù)據(jù)表中往往在特點(diǎn)工作點(diǎn)下所展示的信

息[3]。

然而，在我們的仿真模型中，我們需要6個不同的開關(guān)器件，而這些模型會讓仿真變得相當(dāng)緩慢。趨同問題也經(jīng)常出現(xiàn)。所以在這種情況下，我們可以采用一種實(shí)用的方法：創(chuàng)建一個簡化的，包含對整體系統(tǒng)有巨大影響的主要元素和特性的模型。(圖6)

圖6. 簡化后的MOSFET模型

上圖的模型能夠體現(xiàn)以下幾個SiC MOSFET的關(guān)鍵參數(shù)：3個主要的寄生電容，RDS(ON)和體二極管的壓降VF。這些不是單個數(shù)值，而是不同工作情況下的特征曲線。

需要注意的是寄生電容的參數(shù)隨著VDS的變化而變化。VDS的特性表往往會在產(chǎn)品手冊中提供，但需要一些推導(dǎo)計(jì)算。我們用下方程來計(jì)算模型數(shù)值，3個寄生參數(shù)分別以CISS，COSS和CRSS表示。

●    Cgd = CRSS

●    Cgs = CISS – CRSS

●    Cds = COSS – CRSS

圖7表示本次項(xiàng)目中使用的仿真模型，容值的非線性曲線基于參數(shù)對照表。

圖7. Cgd的模型。Cgs和Cds的模型相同，但容值不同。

SIC MOSFET的RDS(ON)很大程度上取決于柵極電壓VGS，其特性包含于“B_rds”的模型中。雖然VGS對RDS(ON)的影響很大，但它也會一定程度上隨瞬時ID和VDS變化，不過在本次仿真中，不考慮這個特性帶來的影響。

體二極管的VF-電流特性可以簡單地建立一個電壓電流查找表來建模。流過二極管的電流和體二極管地壓降VF有關(guān)。體二極管的VF特性也許并不是對所有的應(yīng)用都有用，但在三相PFC中，體二極管在整流電路中是相當(dāng)重要的，而且其VF-電流特性會顯著地影響開關(guān)死區(qū)的設(shè)置，所以在整個系統(tǒng)中非常重要。二極管的反向恢復(fù)特性在本次仿真中不被考慮。

需要強(qiáng)調(diào)的是基本的SiC MOSFET模型不包括PIN腳產(chǎn)生的寄生電感和電阻。所以添加一個內(nèi)置的電阻能夠更好地再現(xiàn)開關(guān)特性(dV/dt)，從而選擇或優(yōu)化柵極電阻。其次，為了準(zhǔn)確再現(xiàn)工作期間的電壓尖峰，強(qiáng)烈建議對寄生電感進(jìn)行建模，但對系統(tǒng)級別的驗(yàn)證來說沒有那么關(guān)鍵，而且我們可以在實(shí)際操作的時候通過調(diào)整柵極電阻來優(yōu)化開關(guān)特性。

表一總結(jié)了仿真模型的內(nèi)容以及每個部分仿真的輸出。最終實(shí)際結(jié)果應(yīng)當(dāng)滿足仿真結(jié)果，并且能解決我們預(yù)想的設(shè)計(jì)問題。

表1. 仿真模型總結(jié)：仿真包含的部分以及在仿真模型中的體現(xiàn)

仿真結(jié)果

在完成了建立仿真模型這項(xiàng)費(fèi)時費(fèi)力的任務(wù)后，我們快進(jìn)到有意思的部分——使用并評估結(jié)論。

為了解決我們的問題，基于圖2總結(jié)的變量，我們進(jìn)行了一系列的仿真。在以下內(nèi)容中，我們將展示得到的結(jié)果、我們對這些結(jié)果的觀察以及基于這些結(jié)果的設(shè)計(jì)決策。

為了清晰起見，本章節(jié)末尾的表3總結(jié)了所有這些解釋和說明。

PFC部分的效率

系統(tǒng)效率對整體仿真的結(jié)果相當(dāng)關(guān)鍵。圖8，圖9和圖10體現(xiàn)了效率值和相關(guān)的損耗。如我們預(yù)想的，更高的輸入電壓會帶來更高的整體效率，因?yàn)镮PHASE降低(圖8)。

對于不同電感帶來的結(jié)果，可以看到更高的感值可能會帶來更高的效率。然而，有許多其它的器件會影響結(jié)果。它展示了仿真帶來的好處，因?yàn)樾视?jì)算和不同工作節(jié)點(diǎn)時器件考量是非常繁瑣的。圖10提供了繞組損耗的細(xì)節(jié)；不同感值帶來的繞組損耗差異比系統(tǒng)損耗差異小。

圖8. PFC部分的效率和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

圖9. PFC部分的損耗和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

圖10. PFC部分的電感損耗和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

有關(guān)功率模塊的損耗，仿真帶來了有趣的信息(圖11)。模塊的損耗僅和感值相關(guān)。原因應(yīng)該是更低的感值會帶來更大的紋波電流，紋波電流越大，導(dǎo)通電流越低，所以開關(guān)損耗也降低了。

圖11. PIM模塊的整體損耗和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

然而，功率模塊和感值沒有直接聯(lián)系，因?yàn)檎{(diào)節(jié)的過程和PWM等也造成了影響?；趯?shí)際模型的仿真有助于預(yù)測結(jié)論即使無法直接確定實(shí)際關(guān)系。

最有趣的發(fā)現(xiàn)是模型中多個元素(器件)造成的損耗分布(圖12)。這個分布圖能夠幫我們搞清楚損耗的來源以及哪些部分需要關(guān)注從而提高效率。本次設(shè)計(jì)中，我們證明了在各種情況下系統(tǒng)效率都會大于98%，所以有關(guān)效率，沒有什么問題。有了這些結(jié)果，我們可以選擇最能滿足其余系統(tǒng)需求的解決方案。

圖12. 損耗的示意圖。仿真的主要條件是VIN=230 V，POUT=26.5 kW，VOUT=800 V，感值容值為245 μH、4×470 μF。仿真的時間為50ms。能量損耗計(jì)算時，時間設(shè)置基本考慮30ms至50ms (用“30ms % 50ms”表示)，以保證系統(tǒng)運(yùn)行在穩(wěn)定階段。

浪涌電流仿真

浪涌電流控制仿真的主要目的是為了確認(rèn)尖峰和電流有效值，以及在啟動時由限流電阻帶來的損耗。這項(xiàng)仿真能夠幫助我們?nèi)ヲ?yàn)證限流電阻的選型。

一般來說，啟動時的峰值相電流(100 μs以內(nèi))被限制在額定值的數(shù)倍。同樣的，最大的相電流有效值也可以通過設(shè)置一個重復(fù)啟動前的等待周期(幾秒鐘)來限制。

圖13和圖14展示了我們的系統(tǒng)在最差情況下的結(jié)果：母線相-零電壓為310 Vrms，A相從0點(diǎn)偏移了-30°，450 μF的輸出電容完全被耗盡。仿真告訴我們重復(fù)啟動應(yīng)該設(shè)置一個4.19秒的冷卻時間以確保7 W的損耗要求(抗浪涌電阻的功耗)。然而，一般來說充電系統(tǒng)不會在短時間內(nèi)重復(fù)啟動(幾秒內(nèi))。

圖13. 浪涌電流保護(hù)。最差情況下，啟動時功率損耗(頂部)和能量耗散(底部)波形，浪涌保護(hù)時COUT=450 μF，VIN=310 Vac。浪涌保護(hù)由每相2個33Ω電阻串聯(lián)組成(共4個電阻)。紅線：一顆抗浪涌電阻功率和能量(A相)。藍(lán)線：一顆抗浪涌電阻功率和能量(B相)。A相和B相分別由24.81J和29.29J能量耗散，7W的功耗限制下的冷卻時間分別是3.55秒和4.19秒。

圖14. 浪涌電流保護(hù)。浪涌電流保護(hù)時A相和B相的輸入電流以及PFC輸出電壓。與圖13一樣，與保護(hù)電流和COUT有關(guān)。

PFC參數(shù)

功率因數(shù)是一個關(guān)鍵的要求，EV快充規(guī)定要求功率因數(shù)滿載下必須達(dá)到0.99。圖15驗(yàn)證了所有設(shè)計(jì)都能滿足功率因數(shù)要求，圖16呈現(xiàn)了一個完美的正弦電流波形以及IPHASE-VINPHASE關(guān)系。

無論感值如何變化，IPHASE,RMS幾乎保持不變(圖17)，與總體效率結(jié)果相吻合(圖8)，因?yàn)椴煌吞柕碾姼兄g的變化也非常小。在峰值電流上可以觀察到稍大的變化(圖18)，但I(xiàn)PHASE,PEAK值對功率損失并不關(guān)鍵，因?yàn)镮PHASE,RMS才是用于估計(jì)損失和效率的主要因素。

可以確定地是電流越大，系統(tǒng)損耗越大?？傊C波失真(THD)結(jié)果也體現(xiàn)了這一點(diǎn)(圖19)。

圖15. 功率因數(shù)和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系。所有情況的功率因數(shù)均>0.99。

圖16. 相電流曲線，PFC電感245 μH。PFC A相功率因數(shù)0.999，VIN=230 V。

圖17. 輸入電流有效值和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系。

圖18. 輸入電流峰值和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系。

圖19. 輸入電流總諧波失真(THD)和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系。

PFC電感工作條件

如表1提到的，徹底了解電感電流對設(shè)計(jì)性能優(yōu)異的PFC電感很有幫助。設(shè)計(jì)或選擇一個合適的電感，我們需要考慮以下4個關(guān)鍵的電流值，他們都可以通過仿真得到。

●    IPHASE,RMS，解決散熱問題(圖17)

●    IPHASE,PEAK，計(jì)算磁芯的磁飽和度(圖18)

●    IRIPPLE,PEAK-PEAK，估算磁芯損耗(本次仿真不包括磁芯損耗，但建議另外計(jì)算)

●    VPHASE,PEAK，定義繞組的絕緣等級

圖20顯示了在不同VPHASE-NEUTRAL電感紋波電流的峰-峰值。感值為245 μH時的紋波電流比130 μH的情況小40%。另一個細(xì)節(jié)是我們通過仿真知道了實(shí)際的IRIPPLE,PEAK-PEAK如何在在波形過零點(diǎn)和頂點(diǎn)達(dá)到最大和最小值的。圖21和圖22體現(xiàn)了這些差異。

我們還可以看到實(shí)際的紋波電流曲線和頻率的形狀在同一個點(diǎn)是有差別的。這樣的情況在SVM里比較常見且并不會造成問題。(我們不會在本文對這一內(nèi)容進(jìn)行深入討論，但它與CCM和DCM中的變換過程有關(guān)。)

電感設(shè)計(jì)需要考慮紋波電流的最大峰-峰值。設(shè)計(jì)電感的另一個重要因素是電感的耐壓值。圖23和圖24體現(xiàn)了這些數(shù)值。

圖20. 電感紋波電流和和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

圖21. 峰值電流正弦波形時的電感電流細(xì)節(jié)。條件：B相，VIN=230 V，POUT=26.5 kW，LPFC=245 μH。波形參數(shù)：IPHASE,RMS=38.9 A，IPHASE,PEAK-PEAK=4.1 A。X軸：10  μs/div。

圖22. 電流正弦波形過零點(diǎn)時的電感電流細(xì)節(jié)。條件：B相，VIN=230 V，POUT=26.5 kW，LPFC=245 μH。波形參數(shù)：IPHASE,RMS=38.9 A，IPHASE,PEAK-PEAK=5.58 A。X軸：10 μs/div。

圖23. 峰值電感電壓和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系。

圖24. PFC電感電壓包絡(luò)仿真。典型采用SVPWM的系統(tǒng)波形。

母線和DC輸出之間的電壓

在三相PFC系統(tǒng)和逆變器中，相線、零線線(N)地線(PE)與轉(zhuǎn)換器的直流負(fù)輸出(-VDC)之間可能出現(xiàn)電壓差，因?yàn)橄到y(tǒng)的前后部分沒有進(jìn)行電氣隔離(在PFC部分)。所以在仿真和開發(fā)過程中必須要考慮這個可能性。

圖25是輸入和直流負(fù)輸出(-VDC)的電壓包絡(luò)，以及零線或地線與直流負(fù)輸出的壓差。圖26和圖27表現(xiàn)了電壓從-300 V提高至+1100 V的過程。我們需要至少在設(shè)計(jì)電感和PCB時考慮到這些電壓等級。如此高的電壓可能會造成PCB上器件和電感的隔離問題。除此之外，零線/地線與直流負(fù)輸出之間的高壓和dV/dt會帶來不同性質(zhì)的噪聲，尤其是連入PFC輸出的系統(tǒng)會特別容易受到共模噪聲的影響。

之后的硬件測試和評估階段，零線/地線和負(fù)輸出電壓之間的高電壓可能需要額外小心和額外的安全措施。仿真在揭示必須解決的問題方面再次發(fā)揮了重要作用，幫助我們實(shí)現(xiàn)穩(wěn)健的設(shè)計(jì)，也有利于今后的開發(fā)過程。

有趣的是，零線/地線到直流輸出GND電壓的包絡(luò)被三倍的電網(wǎng)頻率影響，調(diào)制深度與PFC電感的飽和度有關(guān)(圖25)。這些現(xiàn)象受到PWM調(diào)制策略的影響，在我們的案例中，對應(yīng)于在SVPWM系統(tǒng)中看到的包絡(luò)。

圖25. 相電壓和零線/地線到DC輸出地線的電壓包絡(luò)

(a)                                    (b)

圖26. A相到直流負(fù)輸出(-VDC)的最大電壓差(a)和最小電壓差(b)和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

(a)                                    (b)

圖27. 地線到直流負(fù)輸出(-VDC)的最大電壓差(a)和最小電壓差(b)和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

PFC輸出電感

在功率因數(shù)校正之后，PFC系統(tǒng)的主要工作就是提高直流母線電壓(boost dc-link voltage)并保持在參考值。直流母線電容作為boost電容，還需要有效地處理負(fù)載連接到輸出端時產(chǎn)生的電流紋波。仿真能夠幫助我們了解一旦實(shí)際硬件系統(tǒng)建立完成后這兩個變量(直流母線電壓以及紋波電流)將會如何變化。

圖28告訴我們電容的輸出電流不會隨著電感或電容值的變化而急劇變化。另外，±10%的輸入相電壓VPHASE變化會帶來約±15%的紋波電流變化(圖29)。

輸出的交流電壓分量(VPEAK-PEAK)與輸入相電壓VPHASE無關(guān)，但會被DC輸出電容和寄生等效電阻(ESR)所影響。圖30展現(xiàn)了4倍VPEAK-PEAK下的最差情況，4個470 μF電容并聯(lián)。

圖28. 輸出電容電流ICAPACITOR,RMS和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

圖29. 典型的輸出電感波形。條件：VIN=230 V，POUT=26.5 kW

結(jié)果：ICAPACITOR,PEAK-PEAK=58 A,ICAPACITOR,PEAK=25 A,ICAPACITOR,RMS=24.78 A。X軸：10 μs/div。

圖30. 輸出電容紋波電壓輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

開關(guān)轉(zhuǎn)換：開與關(guān)

驗(yàn)證PFC部分的開關(guān)性能的一個關(guān)鍵參數(shù)是開關(guān)速度(圖31)，或者M(jìn)OSFET的dV/dt。理論上來說，開關(guān)速度越快，損耗越低，效率越高。然而，仍然有其它因素限制開關(guān)速度。比如，開關(guān)管本身承受這種高梯度變換或EMI或其他快速開關(guān)產(chǎn)生的共模(CM)噪聲的能力。

圖31. PFC MOSFET的開啟波形

圖32顯示在本模擬中給出的配置下，dV/dt值超過了66 V/ns，唯獨(dú)寬禁帶技術(shù)才能對應(yīng)這樣的高速開關(guān)。實(shí)際上，如此高的dV/dt仍然會有高風(fēng)險(即使是SiC模塊)，寄生電感產(chǎn)生的超高過壓尖峰可以輕易的超過器件的耐壓上限。

圖32. 低邊A相SiC MOSFET開關(guān)速度和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

調(diào)整柵極電阻是最簡單的方法來減少dV/dt。更大的柵極電阻值能減少開關(guān)速度，同時減少整體設(shè)計(jì)的風(fēng)險，但也會帶來缺點(diǎn)，即少許的功率損失(因?yàn)殚_關(guān)速度沒有那么快)。基于這項(xiàng)仿真的結(jié)論，我們決定做一個折中方案，換一顆阻值大一點(diǎn)的柵極電阻(1.8 Ω—>4.7 Ω)以確保MOS管導(dǎo)通時的dV/dt在25 V/ns左右。這將作為驗(yàn)證實(shí)際硬件板時的初始值。

另一個影響開關(guān)效率的因素是開啟電流。圖33展示了仿真時得到的開啟電流。不過，該系統(tǒng)的效率已經(jīng)在以前得到驗(yàn)證，目前還沒有預(yù)見對開啟方式進(jìn)行重大修改。

圖33. 低邊低邊A相SiC MOSFET最大開啟電流和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

至于關(guān)斷轉(zhuǎn)換，我們也采取了類似的方法。圖34、35和36顯示了這些模擬的結(jié)果。使用100 kΩ吸收電阻時，關(guān)斷過程也很快速(高達(dá)40 V/ns)。在測試板中，我們也會提高電阻以將關(guān)斷dV/dt等級保持到25 V/ns左右。

圖34. PFC MOSFET的關(guān)斷波形

圖35. 低邊低邊A相SiC MOSFET最大開啟電流和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

圖36. 低邊A相SiC MOSFET開關(guān)速度和輸入電壓值、感值和輸出容值的關(guān)系

仿真結(jié)果和結(jié)論

其中一個仿真的最終目的是減少硬件的迭代次數(shù)并加速新產(chǎn)品量產(chǎn)過程。通過這篇文章，我們可以清晰地認(rèn)識到在仿真和設(shè)計(jì)模型之前設(shè)定一個目標(biāo)的重要性。仿真的結(jié)果將有助于回答我們的開放性問題，驗(yàn)證我們的假設(shè)，或者為系統(tǒng)的運(yùn)行或優(yōu)化揭開必要的修改。表3總結(jié)了上述模擬的結(jié)果。