利用PMBus數(shù)字電源系統(tǒng)管理器進(jìn)行電流檢測——第二部分

本文第二部分介紹如何測量高壓或負(fù)供電軌上的電流，以及如何為IMON檢測方法設(shè)置配置寄存器。本文闡述了測量電流的精度考慮因素，并提供了使用LTpowerPlay?進(jìn)行器件編程的相關(guān)說明。在第一部分，我們介紹了電流檢測的基本概念，包括各種方法和電路拓?fù)洹?/p>本文引用地址：http://www.ex-cimer.com/article/202206/435224.htm

超出器件限制

LTC297x器件對施加于VSENSE和ISENSE引腳的電壓存在限制。電壓最高不得超過6 V。接下來，我們主要討論LTC297x系列中的大部分產(chǎn)品，LTC2971除外，其電壓限值為±60 V。對于電壓大于6 V或者為負(fù)電壓的供電軌，必須設(shè)計一種間接檢測電感或檢測電阻兩端電壓的方法。

電阻分壓器

如果電源電壓高于ISENSE引腳的最大額定電壓，人們可能會傾向于使用兩個分壓器。這樣考慮似乎很合理，直到您需要計算分頻“信號”的誤差。在檢測元件的每一邊安裝一個分壓器。獲取每個分壓器的“輸出”，然后傳輸至LTC297x檢測引腳。如果上下電阻比相互匹配，就可以實現(xiàn)準(zhǔn)確分頻HV信號的目標(biāo)。電軌電壓經(jīng)過充分的分壓，使LTC297x輸入電壓保持在其限值內(nèi)，經(jīng)過分壓的輸出電壓則提供比例電壓，可由LTC297x進(jìn)行測量。但是，電阻容差要求使這種方法并不可行。此外，對電壓進(jìn)行分壓的次數(shù)越多，誤差就越大。例如，如果只有其中一個電阻產(chǎn)生僅僅0.1%的誤差，會得出一個固定的偏置誤差。增益誤差所占的比例極小，主要是偏置誤差。

舉例來說，如果您需要測量12 V電源的輸出電流。該電源可以提供2 A，并且輸出路徑中配置了一個10 mΩ分流電阻(RSNS)。在滿負(fù)載下，這個分流電阻會生成一個20 mV信號。因此，可以選擇3次分流電路，且頂部和底部分別選擇2 kΩ和1 kΩ電阻。這使得ISENSE引腳的共模電壓為4 V。使用相對較低的值是為了保持較低的源阻抗，正如LTC297x器件一樣，以減少由分壓器的戴維南等效電阻引起的漏電流誤差。

圖1.用于進(jìn)行電流檢測的電阻分壓器會產(chǎn)生很大的誤差

假設(shè)在空載條件下，并且所有電阻都是理想的。每個分壓器中點為4.00 V，delta V為零。因此，LTC297x的READ_IOUT值為0.000 A。但是，如果其中一個2 kΩ組件的電阻高達(dá)0.1%(2002 Ω)，delta V則為2.665 mV。但是注意，正如ISENSE檢測到的，滿量程值為20 mV/3或6.667 mV。2.665 mV讀數(shù)轉(zhuǎn)化為0.4 A輸出電流。這是預(yù)期的滿量程讀數(shù)的40%！如前所述，引入的誤差是偏置誤差，不是增益誤差。但不管是哪種，都是很大的誤差。這種方法對電阻容差過于敏感，所以我們必須尋找另一種解決方案。

高端檢測放大器

因為LTC2972/LTC2974/LTC2975對ISENSE引腳的電壓限值為6 V，所以使用高端電流檢測放大器(CSA)進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換來解決這個問題。LT6100/LTC6101常用于固定/用戶可選的增益。與使用分壓電阻相比，其精度更高。

圖2.用作電平轉(zhuǎn)換器的電流檢測放大器

相關(guān)方程和條件如下：

CSA的VOUT = ILOAD × RSNS × (R2 / R1)

設(shè)置IOUT_CAL_GAIN = RSNS × (R2 / R1)

保持VISENSEP < ±170 mV

LTC2971用于在高壓軌上進(jìn)行電流檢測

對于高壓軌，使用LTC2971（2通道DPSM）直接檢測電流和高達(dá)60 V的電壓。LTC2971具有四種不同的訂購選項。LTC2971-1支持在一個通道上進(jìn)行60 V檢測，在另一個通道上進(jìn)行–60 V檢測。LTC2971-2支持兩個通道均為–60 V，LTC2971-3選項支持60 V和1.8 V。LTC2971的兩個通道均支持60 V檢測。如果直接連接到IOUT_SNS引腳，可避免使用外部CSA。使用該CSA會導(dǎo)致增加成本、占用更多板空間，并帶來誤差。LTC2971電流測量精度為READ_IOUT讀數(shù)的0.6%。

表1.LTC2971訂購選項

低端電流檢測

在有些用例中，可以選擇低端電流檢測。將檢測電阻放在負(fù)載低端，并將ISENSE引腳連接到電阻。這樣，ISENSE引腳的共模電壓可以接近GND。如果電源電壓大于6 V，那么它可能也適合您的應(yīng)用。這是一個很好的解決方案，可用于測量幾乎所有電源軌上的電流，包括高壓軌。選擇RSENSE值時需兼顧兩個方面，要獲取足夠大的信號，以實現(xiàn)出色的精度，阻抗還要足夠低，不會造成大幅IR壓降，導(dǎo)致輸出電壓和負(fù)載一樣下降，即負(fù)載調(diào)整不良。圖3顯示VSENSE的反饋電阻和開爾文檢測連接。開爾文檢測是一個術(shù)語，用來描述與檢測元件之間的連接，不包括壓降。

在為檢測電阻建立電流返回路徑時，應(yīng)非常小心。許多高密度板設(shè)計為具有多層接地澆筑層(ground pour)，使得返回的電流可以流經(jīng)多條路徑。使用分流電阻之后，可以迫使返回的電流流經(jīng)此元件，從而使得開爾文檢測連接跨過該元件，重新連接至PSM器件的ISENSE引腳。

圖3.低端檢測解決了高壓電流檢測問題，但存在弊端

負(fù)電軌上的電流檢測

可以使用幾種不同的方法來監(jiān)測負(fù)電源的輸出電流。較簡單的解決方案是使用低端CSA，例如LTC6105。圖4顯示跨過分流電阻連接的輸入，CSA由PSM的VDD33和負(fù)電軌的低端供電。輸出是單端信號，可以連接到PSM的ISENSE或VSENSE引腳。

如果CSA連接到ISENSE引腳，則將IOUT_CAL_GAIN設(shè)置為RSNS × GAINCSA。例如，如果分流電阻為10 m?，CSA增益為10，則將IOUT_CAL_GAIN設(shè)置為100。IOUT_CAL_GAIN單位為毫歐。

圖4.使用CSA (LTC6105)檢測電流

使用LTC2971-1或LTC2971-2監(jiān)測負(fù)電源的輸出電流是一種非常簡單的解決方案。它們是都雙通道器件，LTC2971-2的兩個通道可以檢測60 V電壓軌上的電流。LTC2971-1只能檢測通道1的負(fù)電軌上的電流。

圖5.無需外部組件即可檢測負(fù)電軌上的電流

注意：LTC2971的READ_VOUT值采用L16格式，是無符號數(shù)值。在GUI中顯示的負(fù)電軌電壓值是反相的。

圖6.LTC2971-1通道1和LTC2971-2兩個通道的LTpowerPlay設(shè)置選項卡

IMON示例

電流驅(qū)動IMON引腳允許用戶選擇電阻值，用于設(shè)置電流檢測增益和最大電壓。PSM器件測量ISENSEP和ISENSEM引腳之間的電壓差，檢測增益需要使用MFR_IOUT_CAL_GAIN來設(shè)置，這與分流檢測類似。

我們以LT3081 LDO穩(wěn)壓器的IMON引腳為例來說明。LT3081 IMON電流=負(fù)載電流/5000。假設(shè)使用一個2 kΩ電阻。負(fù)載電流放大器的IMON引腳電壓為：

VIMON = (ILOAD / 5000) × 2000 Ω = 0.4 V/A

圖7.使用LT3081 IMON引腳

如果負(fù)載電流為2 A，則IMON電壓為0.8 V。根據(jù)此公式，可以看出只需增大IMON電阻值，即可提高IMON電壓對負(fù)載電流的靈敏度。如果這樣做的話，最大電壓（滿負(fù)載）可能遠(yuǎn)>1 V。PSM器件的ISENSE引腳需要適應(yīng)這種大幅偏移。對于LTC2974/LTC2975，這會影響差分電壓（限制為±170 mV）。幸運的是，LTC2971和LTC2972有一個配置位，當(dāng)imon_sense置位時，讓電流檢測電路進(jìn)入一種模式，該模式允許檢測單端電壓高達(dá)6 V。

圖8.MFR_CONFIG imon_sense位

必須根據(jù)我們選擇的硬件來設(shè)置配置命令。在本示例中，IOUT_CAL_GAIN應(yīng)設(shè)置為400 (0.4 V/A)。單位為毫歐。如果沒有可能會影響READ_IOUT值的溫度系數(shù)或熱時間常數(shù)，則其他與電流相關(guān)的命令可能具有默認(rèn)值。MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_INV和MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA的默認(rèn)值設(shè)置為零。

LT7101降壓穩(wěn)壓器的IMON引腳就是一個具有電壓驅(qū)動輸出的引腳示例。輸出還具有失調(diào)電壓。也就是說，在空載條件下，IMON引腳保持0.4 V。開始時，這似乎是有問題的，因為差分電壓限值為±170 mV。但是，LTC2972/LTC2971 PSM器件可以檢測這種類型的IMON引腳，并允許ISENSE引腳上具有更大的差模信號。給大家展示一個具體示例

圖9.使用LT7101 IMON引腳

通過將LTC297x ISENSEM引腳接地，并將ISENSEP引腳連接至IMON引腳，可以將LTC2971/LTC2972連接至LT7101。命令值可以通過下式計算：

從READ_IOUT公式開始，

重寫求解IOUT_CAL_GAIN的方程：

假設(shè)TCORRECTION = 1。

LT7101數(shù)據(jù)手冊給出了1 A和0.25 A負(fù)載電流的IMON電壓電平，分別為1.21 V和0.603 V。所以，IOUT_CAL_GAIN值為：

IOUT_CAL_OFFSET為：

IOUT_CAL_OFFSET為負(fù)值，因為需要減去READ_IOUT值。您可能會發(fā)現(xiàn)，需要更改計算得出的寄存器值，以便更好地將測得的負(fù)載電流與READ_IOUT讀數(shù)關(guān)聯(lián)起來。這需要增加校準(zhǔn)步驟。驅(qū)動已知的負(fù)載電流，然后比較READ_IOUT值和預(yù)期值，將調(diào)整后的值寫入IOUT_CAL_GAIN和/或IOUT_CAL_OFFSET。一般來說，許多穩(wěn)壓器的IMON精度不如用于測量電流的檢測電阻的精度高，但是，校準(zhǔn)電流測量值可以大大改善其精度。

精度

電流測量的精度取決于多個因素之和。在大多數(shù)系統(tǒng)中，精度在負(fù)載電流范圍的中高端非常重要。有些系統(tǒng)要求在輕負(fù)載條件下提供出色的精度，這意味著檢測鏈中的信號非常小。我們可以將精度影響因素分為四類：檢測元件、板布局、放大器和檢測測量電路。

在更詳細(xì)地討論精度之前，需要先定義術(shù)語TUE?？偡钦{(diào)整誤差或TUE是每個LTC297x數(shù)據(jù)手冊中都會列出的一項規(guī)格參數(shù)。包括電流和電流測量的TUE規(guī)格。TUE是從VSENSE或ISENSE引腳到芯片的數(shù)字部分這一路徑中，緩沖區(qū)和放大器中的PSM器件的內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源、增益和偏置誤差共同導(dǎo)致的  組合誤差。TUE是最差情況下的誤差，以所有過程變化和溫度范圍內(nèi)的READ_IOUT或READ_VOUT讀數(shù)的百分比表示。這樣就無需再計算芯片中的單項誤差，例如VREF誤差和ADC誤差。外部組件（CSA和相關(guān)電阻、分流電阻、電感DCR、IMON電流）各自會產(chǎn)生誤差，必須在總誤差預(yù)算中加以考慮。

如前所述，置于輸出路徑中的電阻檢測元件的精度最高。RSENSE容差一般為1%。它們成本較低，容易獲取。數(shù)值范圍一般在0.5 m?至幾十m?之間。要確定該值，必須考慮相關(guān)的電流范圍和范圍兩端需要達(dá)到的精度。電流流經(jīng)RSENSE時，元件上會生成小電壓delta V。我們需要測量該信號，并通過歐姆定律將其轉(zhuǎn)換成電流。我們可能希望獲得足夠大的信號，以在輕負(fù)載條件下實現(xiàn)出色的精度；但是，在大負(fù)載下IR會大幅下降，會對電源性能造成負(fù)面影響。我們假設(shè)穩(wěn)壓器的反饋來自負(fù)載本身，檢測點連接在負(fù)載上。因此，輸出路徑（高端和GND返回路徑）中會出現(xiàn)壓降。RSENSE位于穩(wěn)壓器的反饋回路內(nèi)。其中也包括布局中會導(dǎo)致IR損失的PCB銅。

下方是一個關(guān)于精度的示例。假設(shè)電源的最大電流為10 A，我們希望精度能低至100 mA。在滿負(fù)載時，建議將IR壓降保持在<50 mV。如果檢測電阻位于反饋回路中，則可以產(chǎn)生更大的檢測電壓。大信號的缺點在于檢測元件中存在功率損耗。這是在選擇電阻值時需做出的基本取舍。RSENSE值是基于滿負(fù)載電流狀態(tài)下檢測到的電壓計算得出，在本例中，為50 mV/10 A或5 m?。假設(shè)我們選擇容差為1%的5 m?檢測電阻。

實現(xiàn)的精度為1%（電阻容差）+ 0.3%（數(shù)據(jù)手冊中給出的TUE）或1.3%，因為LTC2972/LTC2974/LTC2975輸入檢測電壓>20 mV，該值可以轉(zhuǎn)換為大于4 A的負(fù)載電流。檢測電平<20 mV時，給出的TUE為±60 μV。負(fù)載電流為100 mA時，生成的信號為0.1 A × 0.005 ?或500 μV。在±12% (60 μV/500 μV)的輕負(fù)載條件下，誤差要大得多，這主要取決于TUE，而電阻容差對精度的影響不大。按絕對值計算，其誤差僅為±12 mA。TUE會導(dǎo)致內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源誤差和ADC誤差。選擇容差更嚴(yán)格的檢測電阻，得到的精度也會更高。

表2.ISENSE精度計算示例

上述內(nèi)容針對LTC297x系列中的大多數(shù)產(chǎn)品，適合<6 V的電源軌，其中，LTC2972/LTC2974/LTC2975 ISENSE引腳可以直接跨接在檢測元件上，從而無需使用外部CSA。如果電源軌>6 V，則PSM管理器系列中的大多數(shù)產(chǎn)品都需使用CSA。LTC2971除外，它可以直接連接高達(dá)±60 V的ISENSE引腳。LTC2971的TUE為0.6%，是LTC2972/LTC2974/LTC2975的兩倍；但是，IOUT_SNS引腳可直接連接至電源電壓高達(dá)±60 V的檢測電阻。

使用LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987來測量>6 V的電源電壓上的輸出電流時，可以使用CSA單端輸出來驅(qū)動VSENSE引腳?？梢允褂萌魏瓮ǖ?，adc_hires位應(yīng)保持其默認(rèn)設(shè)置值0。從READ_VOUT寄存器讀取輸出電流測量值，且必須將該值從電壓轉(zhuǎn)換為電流。需要注意的是，VSENSE引腳具有更大的動態(tài)范圍，大于LTC2974/LTC2975的ISENSE引腳的170 mV限值范圍。由于VSENSEP引腳可以驅(qū)動至6 V，所以，可以將CSA增益設(shè)置得更高，以生成更大的檢測電壓。此外，CSA的輸入失調(diào)電壓VOS也需要考慮。VOS與增益的乘積決定CSA的輸出誤差。如果VOS為85 μV (LTC6101)，增益設(shè)置為100，輸出誤差可能達(dá)到8.5 mV。VSENSE 引腳<1 V時的TUE為2.5 mV，>1 V時則為0.25%。CSA增益應(yīng)設(shè)置為低值，以盡可能降低輸出誤差，但需要足夠大，以利用VSENSE引腳的大信號范圍。對于給定的增益設(shè)置，CSA導(dǎo)致的誤差是固定的mV誤差。轉(zhuǎn)換后的輸出電流值的誤差顯示在最后一列。表8描述了一個示例。RSENSE為5 mΩ。

表3.adc_hires = 0時，使用外部CSA計算得出的LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987的精度

這說明，外部CSA可以為高檢測電壓提供相當(dāng)不錯的精度，但是在低檢測電平條件下，會導(dǎo)致更多誤差。

通過生成適當(dāng)?shù)臋z測電壓或信號，可以實現(xiàn)準(zhǔn)確的電流測量。來自檢測元件的delta V需要足夠大，以克服芯片和其他來源（例如布局）導(dǎo)致的噪聲和誤差。先確定輕負(fù)載精度的重要性，然后預(yù)估信噪比(SNR)。通過將產(chǎn)生可接受精度的最低檢測電壓除以待檢測范圍中最低的電流值，可以計算出最佳值。

要實現(xiàn)高精度，最好是創(chuàng)建足夠大的信號并盡可能降低元件/布局誤差。也就是說，使用較大的RSENSE值和容差較小的電阻。您也可以考慮校準(zhǔn)電流回讀值。采用已知的負(fù)載電流，觀察READ_IOUT值。調(diào)節(jié)IOUT_CAL_GAIN值，盡量降低回讀值的誤差。使用STORE_USER_ALL命令，將更改過的值存儲到芯片的EEPROM中。

檢流電阻檢測精度

檢流電阻方法的優(yōu)勢在于，它比電感DCR方法更準(zhǔn)確，因為分流電阻值的精度一般能達(dá)到1%或更高。與電感DCR相比，其溫度系數(shù)相當(dāng)?shù)?。但是，即使購買容差很小的電阻，也可能因為布局和焊接問題而失去效用。

分流電阻方法的劣勢在于，它會因IR壓降產(chǎn)生損耗。這會導(dǎo)致發(fā)熱，并且在輸出路徑中會出現(xiàn)壓降。如前所述，將檢測電阻置于反饋環(huán)路內(nèi)可以大大減少IR壓降，使穩(wěn)壓器環(huán)路將壓降減少到可忽略不計的水平。

因為LTC297x差分輸入電流會導(dǎo)致差分誤差電壓，所以Rcm電阻的值必須相同。不匹配的Rcm電阻會因為濾波器器件容差而產(chǎn)生誤差。通常，這些電阻值應(yīng)小于1 kΩ。

圖10.ISENSE引腳電流

布局

無論您是計劃使用分立感測電阻，還是使用電感DCR來測量電流，在高負(fù)載條件下，布局都很重要。這很可能導(dǎo)致在焊接連接中出現(xiàn)IR壓降，感測連接也會受到影響。最好避免與檢測點之間會出現(xiàn)IR壓降的焊盤進(jìn)行感測連接。如果比較圖11中顯示的布局，會發(fā)現(xiàn)連接至焊盤內(nèi)部的連接示例中只有少量或沒有IR壓降，這是因為焊盤的這些區(qū)域中不會發(fā)生或很少發(fā)生電流流動。標(biāo)記為“一般”的布局會因為檢測點（焊盤側(cè)面）所在的位置（位于在電流路徑中）出現(xiàn)IR壓降。

圖11.分流電阻的布局建議

市面上提供4端口檢測電阻。兩個端口用于連接主電流電路，另兩個端口用于進(jìn)行開爾文檢測連接。對于要求在大于20 A的電流下具有出色精度的應(yīng)用，可以采用4端口合金檢測電阻，其值可以低至100 μΩ。有些制造商指定高值電阻的容差比低值電阻更小，所以此時需要做出基本的權(quán)衡取舍——要求精度達(dá)到0.1%時使用1 mΩ，或達(dá)到0.5%時使用400 μΩ。

圖12.4端口分流電阻

在確定檢測電阻的布局時，請參考“改進(jìn)低值分流電阻的焊盤布局，優(yōu)化高電流檢測精度”獲取關(guān)于精度的更多詳情。

使用LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987測量輸出電流

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987器件測量電流的能力有限。它們可以配置為測量奇數(shù)通道上的電流：通道1、3、5和7。要進(jìn)行電流測量配置，必須將通道設(shè)置為高分辨率模式（MFR_CONFIG_LTC2977，位9）。這樣VSENSEM引腳可連接至高達(dá)6 V的共模電壓。VSENSEP和VSENSEM引腳可跨接在電感(DCR)或電阻檢測(RSNS)元件上。

圖13.MFR_CONFIG adc_hires位

偶數(shù)位通道不支持此功能，VSENSEM引腳（通道0、2、4和6）必須保持在GND的±100 mV范圍內(nèi)。

在這種模式下，此通道提供的唯一功能就是遙測回讀電流。設(shè)置adc_hires位會禁用VOUT_EN引腳，并禁用所有故障響應(yīng)。本質(zhì)上，對于LTC2977，它會強(qiáng)制通道進(jìn)入“關(guān)閉”狀態(tài)，并且它僅回讀檢測元件兩端的電壓(mV)。

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987器件未配備READ_IOUT寄存器，或使用寄存器來存儲DCR或RSNS值。而是使用READ_VOUT命令來獲取原始差分電壓讀數(shù)。系統(tǒng)主機(jī)需要根據(jù)該讀數(shù)除以檢測電阻值計算出電流。注意，這些值是以L11格式給出的，而不是L16格式。單位為毫伏。如果使用系統(tǒng)主機(jī)或FPGA/CPU讀取電流，則必須進(jìn)行數(shù)學(xué)運算，將毫伏值轉(zhuǎn)換為毫安或安培值。應(yīng)用筆記AN135中包含將L11十六進(jìn)制轉(zhuǎn)換為浮點值的示例代碼。

圖14.用于檢測差分電流的VSENSE引腳

LTpowerPlay有一個功能，可以很方便地將這個mV讀數(shù)轉(zhuǎn)換為電流回讀值(mA)。這是一個比例系數(shù)，可用于在READ_VOUT寄存器中生成調(diào)節(jié)值?？梢酝ㄟ^單擊配置窗口中的設(shè)置選項卡來訪問此選項。

輸入VOUT顯示比例框中的值應(yīng)等于1/RSNS。如果使用外部CSA，需要將比例系數(shù)設(shè)置為1/(GAINCSA/RSNS)。其中有一個顯示單位字段，通過將V更換為A，可以將伏特改為安培。這樣就可以顯示經(jīng)過計算的電流讀數(shù)，該電流與基于電路中的檢測電阻得到的實際電流一致。例如，如果RSNS為10 mΩ (0.01 Ω)，則VOUT顯示比例為100。READ_VOUT寄存器現(xiàn)在會報告一個mA值，反映芯片測量的每mV的100 mA。在本例中，對RSNS為10 mΩ的電源軌施加592 mA負(fù)載，則芯片的測量值為5.92 mV。注意：設(shè)置下的比例/偏置值不會保存至器件的NVM，但會保存至.proj文件。

圖15.設(shè)置選項卡中的VOUT顯示比例

圖16.READ_VOUT遙測顯示比例值和單位(mA)

因為差分電壓(VSENSEPn – VSENSEMn)限制為±170 mV，所以選擇檢測元件時必須注意，確保IR壓降不超過此限值。這些引腳的共模電壓可高達(dá)6 V。例如，如果預(yù)期電流在3 A范圍內(nèi)，則50 mΩ檢測電阻會為ADC提供150 mV電壓，且允許超出3.4 A。因為有大信號，這有助于提高精度，但在輸出路徑中，150 mV也是很大的IR壓降。因此需要在電流測量精度和輸出中的IR壓降之間做出取舍。應(yīng)始終關(guān)閉負(fù)載上的反饋環(huán)路，以便穩(wěn)壓器/伺服器調(diào)節(jié)至合適的輸出電壓。詳情請參見LTC2977數(shù)據(jù)手冊。

例如，將其中一個奇數(shù)位通道分配用于測量輸出電流。通道7測量通道6的IOUT，這是一個3.0 V電源。

圖17.READ_VOUT轉(zhuǎn)換為mA（通道7）

當(dāng)奇數(shù)位通道配置為ADC高分辨率模式時，不能使用VOUT_EN引腳，且禁用監(jiān)控功能；因此，無法快速檢測過電流狀況。但是，如果使用CSA，并將單端信號輸出至VSENSEP引腳，就可以監(jiān)控任何通道（在ADC低分辨率模式下）的電流?？梢詫⒁粋€電壓通道專用于監(jiān)控CSA的輸出。傳輸延遲由通過CSA的延遲、PSM器件導(dǎo)致的延遲，以及任何無源組件（即RC）可能導(dǎo)致的延遲的總和決定。PSM延遲取決于配置，無論故障響應(yīng)是設(shè)置為即刻關(guān)閉還是抗尖峰關(guān)閉，以及延遲計數(shù)設(shè)置。

OC/UC故障監(jiān)控

對于為高值負(fù)載供電的電軌，可能需要保護(hù)負(fù)載，避免受過電流狀況的影響。LTC2974/LTC2975中集成了輸出電流監(jiān)控器。專用硬件允許用戶配置通道，在監(jiān)控器檢測到過電流或欠電流條件時關(guān)斷。這些器件提供電壓和電流監(jiān)控功能，這意味著當(dāng)輸出電壓或輸出電流超過用戶定義的限值時，通道將會關(guān)斷。電壓監(jiān)控器和電流監(jiān)控器組合集成在VOUT_EN邏輯內(nèi)部。本文第一部分中的表1匯總了所有PSM管理器的這一功能。

圖18.IOUT OC/UC故障/警告限值

故障監(jiān)控器是具有用戶可調(diào)閾值的采樣比較器。該比較器每12.1 μs采樣一次，并允許用戶根據(jù)用戶定義的設(shè)置降低輸出噪聲。只有當(dāng)故障持續(xù)出現(xiàn)多次，或者超出delay_count設(shè)置限值，才會觸發(fā)監(jiān)控器。這本質(zhì)上是一個基于時間的濾波器。delay_count可以設(shè)置為7，可以針對OC事件提供84 μs的去毛刺響應(yīng)。這樣，在提示出現(xiàn)較寬脈沖的故障時，就不會檢測到這些窄毛刺。在負(fù)載和管理器之間插入任何RC濾波器都會增加額外延遲。該濾波器會減小毛刺幅度，但會延長監(jiān)控器的響應(yīng)時間。數(shù)據(jù)手冊建議的時間常數(shù)為開關(guān)頻率的十分之一，這段時間不是太長，不會導(dǎo)致通過濾波器的延遲比監(jiān)控器響應(yīng)時間長得多。對于需要快速OC響應(yīng)的靜音電源，可選擇200 Ω/10 nF或2 μs延遲。對于高噪聲電源，1 kΩ/0.1 μF RC會導(dǎo)致100 μs延遲。這個延遲可能看起來很長，但它比ADC讀數(shù)更快，后者可能約為100 ms。

欠壓監(jiān)控將檢測輸出中的低電流和反向電流問題。低電流狀態(tài)是輕負(fù)載下的典型狀態(tài)，不應(yīng)出現(xiàn)UC故障。但是，測量的輸出電流值包含負(fù)值。雖然通常不使用欠電流監(jiān)控，但可以通過將IOUT_UC_FAULT_LIMIT設(shè)置為負(fù)值，用它來檢測反向電流條件。要禁用UC故障檢測，將IOUT_UC_FAULT_RESPONSE設(shè)置為忽略，將IOUT_UC_FAULT_LIMIT設(shè)置為較大的負(fù)值。默認(rèn)設(shè)置為–1 A。

雖然LTC2971/LTC2972不提供OC故障檢測，但該器件具有OC警告功能，會根據(jù)ADC輸出電流測量值拉低ALERTB。警告會拉低ALERTB，并更新STATUS_IOUT寄存器?；贏DC的讀數(shù)會導(dǎo)致響應(yīng)更慢，并通過硬件引腳和PMBus?寄存器用作狀態(tài)指示器?？梢詫LERTB連接至CONTROL引腳，以關(guān)斷該通道?；蛘呶⒖刂破骺梢酝ㄟ^聲明中斷來響應(yīng)ALERTB，并驅(qū)動CONTROL引腳或發(fā)出PMBus命令來關(guān)閉通道。將ALERTB連接至CONTROL的缺點是任何警告或故障都會關(guān)斷該通道。

使用LTC2971/LTC2972/LTC2974/LTC2975上的TSENSE引腳來補(bǔ)償電感DCR時，可通過溫度監(jiān)控來關(guān)斷通道。過溫故障、警報限值和故障響應(yīng)可以逐通道調(diào)整，以適合應(yīng)用需求。也就是說，它可以用于關(guān)斷單個通道，不是一種全局（整個芯片）設(shè)置。

電流回讀L11格式

從PSM器件回讀的十六進(jìn)制值采用L11格式。無論是讀取LTC2977（ADC高分辨率模式）上的READ_VOUT寄存器，或是讀取LTC2975/LTC2974/LTC2972/LTC2971上的READ_IOUT寄存器，L11格式都是一種符號值，包含5位指數(shù)和11位尾數(shù)。

L11格式支持電流測量的極性。它是一種符號格式，允許READ_IIN和READ_IOUT寄存器向系統(tǒng)主機(jī)提供有關(guān)電流方向的信息。LTC2974/LTC2975提供輸出電流的欠電流閾值。負(fù)值可用來關(guān)斷吸收過多反向電流的通道。

關(guān)于L11格式，有一點需要注意，就是粒度。LTC2971/LTC2972/LTC2974/LTC2975數(shù)據(jù)手冊顯示了一個表，其中列出了各種電流范圍內(nèi)的READ_IOUT值的粒度。其中有一個固有粒度，這是因為L11十六進(jìn)制格式，而不是受器件的ADC或任何其他硬件限制。表中還列出了MFR_READ_IOUT粒度，可用于比較。MFR_READ_IOUT值是一種自定義格式，提供更高的分辨率，在高于2 A時具有2.5 mA粒度。限制范圍為±81.92 A。如果板主機(jī)CPU/FPGA需要將L11轉(zhuǎn)換為浮點，它可以向任一寄存器發(fā)出讀取請求。READ_IOUT寄存器在電流低于2 A時分辨率更高，且沒有81.92 A限制，但MFR_READ_IOUT值將解析為最接近的2.5 mA。

編程PSM器件和LTpowerPlay

與整個LTC297x器件系列一樣，對PSM器件進(jìn)行編程并成功首次啟動硬件是非常有益的。使用LTpowerPlay是非常簡單的方法。LTpowerPlay可以免費下載，并在Windows?上運行。該軟件有一個內(nèi)置的編程工具，它可以獲取您保存的配置數(shù)據(jù)，并將其寫入器件的EEPROM。上電啟動后，芯片自動從EEPROM加載其RAM，并準(zhǔn)備自動運行。

無論您是LTpowerPlay新用戶還是高級用戶，都可以使用LTpowerPlay基于軟件的電源配置和調(diào)試工具來學(xué)習(xí)如何配置、設(shè)計、評估、診斷和調(diào)試。如果您不打算使用LTpowerPlay進(jìn)行編程或提供遙測，下載Linduino C代碼示例是另一種解決方案。LTSketchbook壓縮文件中提供了代碼示例。

圖19.LTpowerPlay是一款功能強(qiáng)大、基于Windows的開發(fā)環(huán)境，支持ADI公司的數(shù)字電源系統(tǒng)管理(PSM)產(chǎn)品

創(chuàng)建.proj文件的檢查清單：

●    確保每個PSM器件在PMBus上有唯一的地址（硬件綁定）。

●    在每個輸出通道上設(shè)置IOUT_CAL_GAIN。

     ○ 這是RSENSE、電感DCR，或計算得出的IMON值。

●    在測量輸入電源電流(LTC2971/LTC2972/LTC2975)的每個器件上設(shè)置IIN_CAL_GAIN。

●    設(shè)置與溫度相關(guān)的配置（例如MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_INV、MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA）。

●    設(shè)置IOUT_OC_FAULT_LIMIT和IOUT_OC_FAULT_RESPONSE (LTC2974/LTC2975)。

●    設(shè)置IOUT_UC_FAULT_LIMIT和IOUT_UC_FAULT_RESPONSE (LTC2974/LTC2975)。

●    提示：使用LTpowerPlay中的配置向?qū)砗喕募蛇^程。

總結(jié)

ADI的DPSM LTC297x器件是混合信號PMBus IC，可測量和監(jiān)控電源電流。本文展示了各種檢測方法，其中包括電阻分流、電感DCR和IMON。通過以O(shè)C/UC故障監(jiān)控的形式提供另一種級別的保護(hù)，為該系列的功能集添加了電流測量功能。這些器件使任何電源具有監(jiān)測、監(jiān)控和測量電壓和電流的能力。對于高值供電軌，這些特性非常有用。LTC297x提供配置器件的PMBus寄存器的能力，讓您在設(shè)計階段的任何時點都能更靈活地更改電路板設(shè)計，甚至將電路板部署到現(xiàn)場之后也能更改。

作者簡介

Michael Peters是ADI公司電源系統(tǒng)管理器件方面的高級應(yīng)用工程師。他在模擬和數(shù)字電路領(lǐng)域擁有30多年的經(jīng)驗，包括在以前的公司從事存儲器件工作的經(jīng)驗。他畢業(yè)于密歇根大學(xué)安娜堡分校，獲電氣工程學(xué)士學(xué)位。聯(lián)系方式：michael.peters@analog.com。