以降壓穩(wěn)壓器解決電流回路發(fā)送器功耗問題

本文介紹如何使用 100 mA高速同步單芯片降壓型切換穩(wěn)壓器取代LDO穩(wěn)壓器，為電流回路發(fā)送器設(shè)計精巧型電源。文中評估其性能，并選擇符合嚴(yán)格的工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的組件。并提供效率、啟動和漣波測試數(shù)據(jù)。

自動化控制在工業(yè)和消費類應(yīng)用中越來越普遍，但即使是一流的自動化解決方案，也要依賴一種古老的技術(shù)：電流回路。電流回路是控制回路中普遍存在的組件，可以雙向工作：其將測量結(jié)果從傳感器傳遞至可編程邏輯控制器（PLC），反之，也可將控制輸出從PLC傳遞給制程調(diào)變裝置。

4 mA至20 mA的電流回路是透過雙絞線將數(shù)據(jù)從遠(yuǎn)程傳感器準(zhǔn)確可靠地傳輸至PLC的主流產(chǎn)業(yè)標(biāo)準(zhǔn)方法。簡單、耐用、堅固、成熟可靠的長距離數(shù)據(jù)傳輸、良好的抗噪性和低安裝成本，使此接口非常適合長時間的工業(yè)制程控制和在嘈雜環(huán)境下對遠(yuǎn)程物體進(jìn)行自動監(jiān)測。

傳統(tǒng)上，由于前面提到的諸多原因，電流回路的電源是透過線性穩(wěn)壓器提供的。相較于切換穩(wěn)壓器，使用線性穩(wěn)壓器的缺點是效率相對較低，電流容量有限。效率低下會導(dǎo)致散熱問題，而有限的電流往往會妨礙增加所需的控制系統(tǒng)功能。

新型高效、高輸入電壓降壓穩(wěn)壓器足夠堅固、足夠精巧，可取代很多電流回路系統(tǒng)中的線性穩(wěn)壓器。相較于線性穩(wěn)壓器，降壓穩(wěn)壓器有很多優(yōu)點，包括電流容量更高、輸入范圍更寬、系統(tǒng)效率更高。降壓穩(wěn)壓器具有明顯的性能優(yōu)勢，在高切換頻率下的tON時間較短，有助于提供精巧、穩(wěn)固的解決方案。

組成架構(gòu)分析
圖1所示的標(biāo)準(zhǔn)4 mA至20 mA電流回路可用于將現(xiàn)場儀器儀表的傳感器信息和控制訊號傳輸至制程調(diào)變裝置，如閥門定位器或其他輸出執(zhí)行器。其由四個部分組成：

? 電流回路電源：電源電壓VDC根據(jù)應(yīng)用有所不同（9 VDC、12 VDC、24 VDC等），電位至少比電路中組合零件（如發(fā)送器、接收器和導(dǎo)線）的壓降高10%。該VDC由本地降壓型穩(wěn)壓器分接，為傳感器和其他零件供電。

? 發(fā)送器：發(fā)送器的主要零件是傳感器或變換器。其將溫度、壓力、電流、距離或磁場等實體訊號轉(zhuǎn)換為電訊號。如果轉(zhuǎn)換后的訊號是模擬電壓，則需要一個電壓-電流轉(zhuǎn)換器作為發(fā)送器的一部分，將電壓轉(zhuǎn)換為4 mA至20 mA的電流訊號。對于智能數(shù)字輸出傳感器，則透過DAC將數(shù)字訊號轉(zhuǎn)換回模擬訊號。發(fā)送器LDO或降壓型穩(wěn)壓器中的本地電源為所有模擬、數(shù)字和參考電路供電。

? 接收器或監(jiān)控器：接收器將4 mA至20 mA的電流訊號轉(zhuǎn)換為電壓訊號，可以進(jìn)一步處理AND/OR顯示。電流訊號透過高精度分路電阻器RSHUNT和/或模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器或數(shù)據(jù)采集電路，轉(zhuǎn)換為有用的電壓位準(zhǔn)。在儀表終端，本地降壓型穩(wěn)壓器為接收器電路供電。

? 2線或4線回路：完整的電流回路電路可延伸2000英尺以上，由串聯(lián)的發(fā)送器、電源和接收器組成。在2線4 mA至20 mA電流回路中，電源與電流回路共享同一回路。

 
圖1 : 2線電流回路示意圖

例如，要使用遠(yuǎn)程壓力傳感器測量0 psi至50 psi的壓力， 4 mA至20 mA電流接收器電路與壓力-電流變換器串聯(lián)。在傳感器端，壓力為0 psi時讀數(shù)為4 mA，壓力為50 psi時讀數(shù)為20 mA。在接收器端，由基爾霍夫第一定律可知，分路電阻器上會出現(xiàn)相同的電流，并將其轉(zhuǎn)換為電壓訊號。

工業(yè)、煉油廠、公路監(jiān)控和消費類應(yīng)用中的自動化操作需要高性能傳感器技術(shù)和可靠、準(zhǔn)確的電流回路來傳輸傳感器信息。電流回路的組件必須在擴(kuò)展的–40°C至+105°C工業(yè)溫度范圍內(nèi)保持高精度、低功耗和可靠運行，并具備必要的安全性和系統(tǒng)功能。

發(fā)送器（傳感器）一側(cè)的電源電壓在瞬態(tài)時可高達(dá)65 V，必須將其轉(zhuǎn)換至5 V或3.3 V。由于傳感器電路通常設(shè)計為直接從電流回路取電（沒有額外的本地電源），因此通常限制在3.5 mA。隨著發(fā)送器功能特性的增加，當(dāng)使用傳統(tǒng)線性穩(wěn)壓器時，這個限制就成了一個問題，因為其無法提供任何額外的電流。此外，在使用線性穩(wěn)壓器的系統(tǒng)中，大部分電量必須在穩(wěn)壓器中消耗掉，從而在封裝系統(tǒng)中產(chǎn)生大量熱量。

LT8618將輸入范圍擴(kuò)大到65 V，并將負(fù)載能力擴(kuò)大到15 mA。在發(fā)射器被封裝并暴露在惡劣的環(huán)境變化中的情況下，其高效率消除了電流回路系統(tǒng)設(shè)計中的熱約束。建議使用一個低成本的濾波器來減少電壓漣波和電纜側(cè)的電流漣波。本文分析功率調(diào)節(jié)器的性能，以滿足嚴(yán)格的工業(yè)要求。此外，并提供了效率、啟動、漣波等測試數(shù)據(jù)。

使用擴(kuò)展輸入和負(fù)載范圍的降壓轉(zhuǎn)換器閉合電流回路
LT8618為一款精巧型降壓轉(zhuǎn)換器，其眾多功能可滿足工業(yè)、汽車及其他不可預(yù)測之電源環(huán)境要求，適合4 mA至20 mA的電流回路應(yīng)用，具有超低靜態(tài)電流、高效率、寬廣輸入范圍、高達(dá)65 V的電壓和精巧的尺寸。圖2顯示一個完整的發(fā)送器電路解決方案，其使用LT8618為MAX6192C高精度電壓基準(zhǔn)、電壓-電流轉(zhuǎn)換以及其他電路供電。

分流電路2SC1623的電流與誤差放大器（EA）正輸入端施加的電壓成正比。2.5 V的基準(zhǔn)電壓由MAX6192C產(chǎn)生。MAX6192C為一款精密的基準(zhǔn)電壓源IC，具有低噪聲、低壓降和最大5 ppm/攝氏度數(shù)的低溫度漂移。對于數(shù)字輸出與環(huán)境變量成比例的智能傳感器，DAC可以將數(shù)字訊號轉(zhuǎn)換為模擬訊號，并將其發(fā)送至誤差放大器。

因此，透過EA、BJT（2SC1623）和100Ω（+/-0.1%）感測電阻（RSENSE），變換器可將電流回路中的電流從4 mA調(diào)變到20 mA，其中4 mA表示非零最小輸出，20 mA表示最大訊號。即使現(xiàn)場發(fā)送器沒有過程訊號輸出，4 mA的非零最小輸出或零值以上輸出也可以為裝置供電。因此，分流電路中的電流與環(huán)境變量成正比，比如壓力、溫度、液位、流量、濕度、輻射、pH值或其他制程變量。

兩根長導(dǎo)線是信息承載電流回路的一部分，也用于從VDC（接收器側(cè)的電源）向發(fā)送器供電。VDC的最小電壓應(yīng)足以覆蓋導(dǎo)線、分路和發(fā)送器的最小工作電壓之間的壓降。電源電壓取決于應(yīng)用，通常為12 V或24 V，但也可高達(dá) 36V。

在遠(yuǎn)程發(fā)送器終端，蕭特基二極管（D1）可保護(hù)發(fā)送器免受反向電流的影響。在輸入端放置一個齊納二極管或TVS （D2）二極管可提供進(jìn)一步的保護(hù)，從而限制與電流回路電感成正比的瞬態(tài)電壓涌浪。LT8618高效單芯片降壓穩(wěn)壓器將回路電壓降低至5.5 V或3.3 V，為基準(zhǔn)、DAC以及其他功能單元供電。

在圖2中，VDC和發(fā)送器之間的接線可以從幾英尺到2000英尺不等。電流回路的雜散電感與降壓穩(wěn)壓器的輸入電容形成一個LC諧振槽。電源側(cè)（VDC）的瞬態(tài)也出現(xiàn)在遠(yuǎn)程發(fā)送器的輸入側(cè)。對于最壞情況下的無阻尼振蕩，峰值電壓可能是VDC的兩倍。例如，如果工作輸入電壓的典型值為24 V，最大規(guī)格值為36 V，則發(fā)送器側(cè)的最大電壓就有可能超過65 V。

如圖2所示，可以使用發(fā)送器前面的TVS二極管D2輕松地實現(xiàn)保護(hù)，以限制瞬態(tài)期間的任何涌浪。

 
圖2 : 以LT8618作為直流電源的電流回路

另外，并可以透過使用LDO穩(wěn)壓器保護(hù)LT8618免受高電壓偏移的影響，從而建構(gòu)一個高效的系統(tǒng)。在此種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，LDO穩(wěn)壓器將調(diào)節(jié)到輸入電壓減去其壓差，而LT8618則以高效率將~24 V轉(zhuǎn)換為5 V或3.3 V。

LDO穩(wěn)壓器的限流值應(yīng)設(shè)定在通常的3.8 mA以下，同時還要保持高效率，并且LT8618的輸入電容基本上會使用去耦電容和儲能電容，這將支援在電流回路電流消耗最小或無電流消耗的情況下，在后端短時間爆發(fā)高負(fù)載。

由于高壓偏移比較短，通常攜帶的總能量較少，因此在這些瞬變期間，LDO穩(wěn)壓器中產(chǎn)生的功率損失不會影響整體效率；也就是說，LDO穩(wěn)壓器幾乎所有時間都處于高降壓比之下。

典型的電流回路會限制為整個遠(yuǎn)程發(fā)送器供電的電源電路的輸入電流，LDO穩(wěn)壓器的可用負(fù)載電流不能超過該輸入限流值。另一方面，降壓穩(wěn)壓器可以使提供給負(fù)載的輸入電流成倍增加。

圖3顯示從24 V輸入電壓轉(zhuǎn)換為5.5 V輸出時LT8618穩(wěn)壓器的輸出電流與輸入電流的關(guān)系。對于3.8 mA的輸入限流值，輸出電流差不多為15 mA。這部分額外的電力可增加操作余量和啟用額外功能單元，簡化了系統(tǒng)設(shè)計人員的工作。

 
圖3 : 輸出電流與輸入電流的關(guān)系，VIN = 24 V，VOUT= 5.5 V

Burst Mode運行可提升輕載時的效率
LDO穩(wěn)壓器的效率與降壓比（VOUT /VIN）成正比，當(dāng)輸入電壓略高于輸出電壓時，效率會很高。降壓比偏高時會出現(xiàn)問題，此時效率非常低，會對系統(tǒng)產(chǎn)生很大的熱應(yīng)力。例如，當(dāng)輸入電壓為55 V，輸出電壓為3.3 V時，LDO穩(wěn)壓器的功率損耗為0.19 W，負(fù)載電流為3.8 mA。相較之下，設(shè)計合理的降壓型穩(wěn)壓器在高降壓比下卻可以非常高效。

此外，與異步穩(wěn)壓器相比，同步降壓型穩(wěn)壓器可以用MOSFET取代續(xù)流二極管，從而提升效率。同步降壓轉(zhuǎn)換器面臨的挑戰(zhàn)是在整個負(fù)載范圍內(nèi)優(yōu)化效率，特別是在3 mA至15 mA的輕負(fù)載下，此時輸入電壓可高達(dá)65 V。

對于一個典型的同步降壓轉(zhuǎn)換器，主要有三種功率損耗：切換損耗、閘極驅(qū)動損耗，以及與轉(zhuǎn)換器IC控制器邏輯電路相關(guān)的損耗。如果降低切換頻率，可以大幅減少切換和閘極驅(qū)動損耗，因此只要以低頻率運行轉(zhuǎn)換器，就可以減少輕載時的切換和閘極損耗。

在輕載下，邏輯電路的偏置損耗與相對較低的切換相關(guān)損耗相當(dāng)。偏置電路通常由輸出端供電，僅在啟動和其他瞬態(tài)條件下，通過內(nèi)部LDO穩(wěn)壓器從輸入端取電。

在輕載時，LT8618透過運行Burst Mode來解決邏輯電路損耗問題。此時，電流以短脈沖的形式傳遞到輸出電容，然后進(jìn)入相對較長的休眠期，在此期間，大多數(shù)邏輯控制電路關(guān)閉。

為了提升輕載效率，可選用更大值的電感，因為在短切換脈沖期間可以將更多能量傳送到輸出，降壓穩(wěn)壓器也可在這些脈沖之間更長時間地保持休眠模式。透過盡可能延長脈沖之間的時間，并盡量減少每個短脈沖的切換損耗，LT8618的靜態(tài)電流可低于2.5 uA，同時在輸入電壓高達(dá)60 V的情況下保持穩(wěn)壓輸出。由于很多發(fā)送器電路大多數(shù)時候的電流都比較低，相較于電流消耗高達(dá)數(shù)十或數(shù)百uA的典型降壓穩(wěn)壓器，此種低靜態(tài)電流節(jié)省了大量能源。

圖4顯示了圖2所示的電流回路解決方案的效率，其中5.5 VOUT輸出軌與LT8618的BIAS接腳相連。在100 mA滿負(fù)荷的情況下，峰值效率達(dá)到87%，輸入電壓為28 V，電感為82 uH。在同樣的28 V輸入電壓下，10 mA負(fù)載時的效率可達(dá)到或超過77%，表現(xiàn)出眾。

 
圖4 : LT8618在輕載時的高效率，VIN = 28 V，VOUT= 5.5 V，L = 82 μH

用于限制沖擊電流和電流回路漣波的輸入濾波器
功率調(diào)節(jié)器的輸入端與電流回路相連，因此，除了穩(wěn)態(tài)限流外，在啟動或負(fù)載瞬變期間限制漣波電流和沖擊電流也很重要。功率轉(zhuǎn)換器啟動期間的沖擊電流取決于給定軟啟動時間內(nèi)輸入電容和輸出電容的大小。這就需要權(quán)衡取舍：盡量減小輸入電容，防止產(chǎn)生大的沖擊電流，同時又要使其足夠大，以保持可接受的低漣波。

降壓型轉(zhuǎn)換器的輸入電流是脈沖電流；因此，輸入電容在為漣波電流提供濾波路徑方面產(chǎn)生關(guān)鍵作用。如果沒有此電容，大量的漣波電流將流經(jīng)較長的電流回路，導(dǎo)致降壓行為不可預(yù)測。因此，應(yīng)當(dāng)有一個最小的輸入電容可以滿足漣波電流和漣波電壓的要求。多層陶瓷電容（MLCC）由于其低ESR和ESL，在漣波電流方面性能優(yōu)異。

當(dāng)轉(zhuǎn)換器在Burst Mode下工作時，電感電流遵循三角形波形。電流回路的阻抗比輸入濾波器高出許多。因此，輸入電容上的漣波電壓可透過下面的等式來估算，忽略電容的ESR和ESL，其中IPEAK是降壓電感中的沖擊電流，VR是輸入電容上的漣波電壓（顯然，更高的沖擊電流需要更大的電容）。

為了盡量減少輸入電壓漣波，同時盡可能保持小的輸入電容，我們傾向于采用較小的降壓電感。然而，采用大電感時， Burst Mode 的效率會更高。對于82 μH電感和1 V漣波，為了避免在任何最小輸入情況下觸發(fā)UVLO，對于使用LT8618的應(yīng)用，100 nF輸入電容就已足夠。

大部分漣波電流經(jīng)過本地去耦電容，而剩余部分與電流回路共享相同的路徑。在電纜側(cè)保持較小的電流漣波很重要，因其將作為電壓漣波出現(xiàn)在感流電阻上，并且電壓漣波的幅度需要小于ADC讀取感流電阻電壓的分辨率規(guī)格。電流漣波可以透過額外的濾波器進(jìn)一步減少。RC濾波器為一種很好的設(shè)計折衷方案，因其輸入電流很小，并且與LC濾波器相比成本較低。使用兩級或三級聯(lián)RC濾波器可以進(jìn)一步實現(xiàn)更小的漣波電流。

透過LTspice模擬，可以比較三種不同輸入濾波器結(jié)構(gòu)在源電纜側(cè)的電流漣波，輸入路徑中串聯(lián)的總電阻為100 Ω，使用LT8618（VIN= 28 V，VOUT = 5.5 V）及82uH電感。電流脈沖相當(dāng)于被輸入濾波器視為LT8618穩(wěn)壓器輸入電流的值，此時輸出電流為10 mA。

具有100 Ω和100 nF的單級RC濾波器在源電纜側(cè)具有超過60 μA的峰對峰值電流漣波。如果增加電容或串聯(lián)濾波級，源電纜側(cè)的漣波電流會變小?？紤]到降壓型穩(wěn)壓器使用更大的直接輸入電容時性能更好，并且兩級RC濾波器的BOM比三級小，同時源電纜側(cè)的電流漣波類似，建議使用兩級濾波器，每級選用50 Ω電阻和47 nF電容。源電纜側(cè)的漣波電流約為30 μA，相應(yīng)在250 Ω分流電阻上可產(chǎn)生大約7.5 mV的漣波電壓，這對8位分辨率的ADC而言差不多已經(jīng)足夠。

為了進(jìn)一步降低電纜側(cè)漣波電流，可以在濾波器中使用更大的電容。例如，如果將47 nF電容替換為100 nF的電容，電纜側(cè)漣波電流可降低至僅7 μA，相應(yīng)的漣波電壓為1.75 mV。


 
圖5 : 電流回路電源側(cè)的電流漣波

在典型的電流回路應(yīng)用中，客戶會指定啟動期間的限流值（例如3.2 mA），但在指定的短時間內(nèi)可以超過這個限值。在降壓轉(zhuǎn)換器中，通常會產(chǎn)生高沖擊電流，用于為輸入電容充電。

輸入濾波器的功能有兩方面：除了限制電纜源側(cè)的漣波電流外，并有助于限制啟動時的沖擊電流。圖6顯示了輸入電壓VIN為24 V、輸出側(cè)負(fù)載電流為4 mA時，兩級輸入濾波器啟動期間的輸入電流隨時間的變化。


 
圖6 : 使用輸入濾波器時的啟動電流，用于限制沖擊電流（從上部開始：輸入電壓20 V/div，輸出電壓5 V/div，啟用，電纜側(cè)的輸入電流，10 mA/div）

結(jié)論
電流回路廣泛應(yīng)用于工業(yè)和汽車系統(tǒng)中，用于收集傳感器信息并將其傳輸?shù)娇刂葡到y(tǒng)，有時需經(jīng)過相對較長的電線傳輸。反之，回路將控制器輸出和調(diào)變指令傳輸?shù)竭h(yuǎn)程執(zhí)行器和其他裝置。透過改善電流回路中的電源，尤其是用高效降壓型穩(wěn)壓器取代傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓器，可明顯提升效率和性能，也可以增強電流能力并擴(kuò)大輸入范圍。

高效率、高輸入電壓的穩(wěn)壓器采用小型封裝，具有較低的最小導(dǎo)通時間，可以實現(xiàn)精巧的整體解決方案，其尺寸和穩(wěn)固性可媲美LDO穩(wěn)壓器解決方案。本文說明如何在4 mA至20 mA的電流回路發(fā)送器中使用LT8618，以滿足嚴(yán)格的工業(yè)要求。

（本文作者Zhongming Ye 1、Juan-G Aranda2為ADI 1首席應(yīng)用工程師、2設(shè)計經(jīng)理）