OBC DC/DC SiC MOSFET驅(qū)動選型及供電設(shè)計要點

新能源汽車動力域高壓化、小型化、輕型化是大勢所趨。更高的電池電壓如800V系統(tǒng)要求功率器件具有更高的耐壓小型化要求功率拓撲具有更高的開關(guān)頻率。碳化硅（SiC）作為第三代半導(dǎo)體代表，具有高頻率、高效率、小體積等優(yōu)點，更適合車載充電機OBC、直流變換器 DC/DC、電機控制器等應(yīng)用場景高頻驅(qū)動和高壓化的技術(shù)發(fā)展趨勢。本文主要針對SiC MOSFET的應(yīng)用特點，介紹了車載充電機OBC和直流變換器DC/DC應(yīng)用中的SiC MOSFET的典型使用場景，并針對SiC MOSFET的特性推薦了驅(qū)動芯片方案。最后，本文根據(jù)SiC MOSFET驅(qū)動對供電的特殊要求，對不同供電設(shè)計方案的優(yōu)劣勢進行了分析。

1. OBC DC/DC 中SiC MOSFET 應(yīng)用場景

1.1     OBC DC/DC 常見功率級架構(gòu)

車載充電機OBC和高壓直流變換器DC/DC組合為常見的動力總成組合形式，兩者可以共享機械外殼和冷卻系統(tǒng)，提高功率密度，優(yōu)化成本。

OBC通常分為PFC 和DC/DC兩級。PFC級為并網(wǎng)的AC/DC變換器，將輸入的單相或三相交流電變換為直流母線電壓。受電網(wǎng)基礎(chǔ)設(shè)置分布的影響，在中國單相交流電樁更為普遍，而在國外其它區(qū)域如歐洲，三相交流充電在逐漸成為主流。對于單相交流輸入的PFC，其輸出直流母線電壓通常為400-600V，而對于三相輸入的PFC，其輸出直流母線電壓通常為700-1000V。由于單級PFC輸出的直流電流有比較大的低頻波動，所以典型的OBC系統(tǒng)在PFC級后還有會DC/DC變換器級，其輸出給車載高壓動力電池供電。對于常見的400V或800V電池系統(tǒng)，OBC輸出電壓通常為230-450V與450-900V。

由于車載用電設(shè)備大部分為低壓供電，所以動力域還需直流DC/DC變換器將高壓動力電池的能量變化為低壓，為12V 負載系統(tǒng)及12V電池供電。

Figure 1. OBC DC/DC常見功率級架構(gòu)

1.2     400V 電壓平臺 OBC DC/DC 系統(tǒng)中SiC MOSFET應(yīng)用場景

目前新能源汽車動力域高壓化是大勢所趨，但受電池成本高昂等因素影響，目前400V 依然是業(yè)界主流選擇的動力電池電壓等級。 下面將分別介紹在400V電壓平臺下，單相和三相OBC系統(tǒng)中SiC MOSFET的使用場景。

1.2.1 400V 單相OBC 系統(tǒng)中SiC MOSFET應(yīng)用場景

在400V 單相交流輸入的OBC DC/DC 系統(tǒng)中，不論是PFC輸出的直流母線電壓還是OBC整體輸出的電池電壓，其波動范圍都在Si硅基MOSEFT可以承受的電壓范圍之內(nèi)。然而，隨著對系統(tǒng)功率密度要求的逐步提升，傳統(tǒng)二極管整流橋Boost PFC電路不能再滿足效率和散熱的要求，無橋PFC如圖騰柱PFC在逐步成為業(yè)界主流。在圖騰柱PFC拓撲中，可以利用碳化硅SiC MOSFET高頻開關(guān)、反向恢復(fù)低和導(dǎo)通電阻小的優(yōu)勢，大大提升系統(tǒng)效率和功率密度，如圖2所示。

Figure 2. 400V系統(tǒng)單相圖騰柱PFC拓撲中SiC MOSFET應(yīng)用場景

圖騰柱PFC通常由快橋臂和慢橋臂組成，快橋臂由SiC MOSFET構(gòu)成，通常開關(guān)頻率可高達100kHz。 慢橋臂開關(guān)頻率為工頻，即45-65Hz。對于單向OBC而言，慢橋臂可使用二極管。對于雙向OBC，即需要高壓電池反向向電網(wǎng)或負載饋電的場景下，慢橋臂需要使用Si MOSFET或Si IGBT以支持能量的反向傳輸。為了進一步減小紋波和前級濾波器的體積，也可采用兩相快橋臂交錯并聯(lián)的方式。圖3和圖4以雙向OBC為例，示意了SiC MOSFET在圖騰柱和交錯并聯(lián)圖騰柱電路中的用法。

Figure 3. 圖騰柱PFC SiC MOSFET快管應(yīng)用場景

Figure 4. 交錯并聯(lián)圖騰柱PFC SiC MOSFET快管應(yīng)用場景

1.2.2 400V 三相OBC系統(tǒng)中SiC MOSFET應(yīng)用場景

對于三相交流輸入的OBC系統(tǒng)，其PFC輸出的母線電壓通?？赡芨哌_900V。在這種情況下，考慮到高耐壓與高效率的要求，通常選用SiC MOSFET而非Si IGBT作為開關(guān)管。OBC的PFC及與DCDC級的原邊側(cè)都需使用SiC MOSFET，如圖5所示。圖6展示了以400V電壓平臺，11kW雙向OBC為例的系統(tǒng)中SiC MOSFET的使用位置。

Figure 5. 400V 三相OBC DC/DC 系統(tǒng)中SiC MOSFET 應(yīng)用場景

Figure 6. 400V 三相11kW雙向OBC中SiC MOSFET應(yīng)用場景

1.3     800V 電壓平臺 OBC DC/DC 系統(tǒng)中SiC MOSFET應(yīng)用場景

在相同充電電流情況下，電池電壓從400V升級到800V后充電速率可以加倍。為了滿足大功率快充，動力域也需要持續(xù)向高壓化演進。當(dāng)動力電池電壓平臺升級到800V，OBC及DC/DC電源產(chǎn)品都需要從400V等級提升到800V 電壓等級平臺。此時不論是單相或三相系統(tǒng)，OBC 的兩級和高壓轉(zhuǎn)低壓 DC/DC高壓側(cè)的開關(guān)管都需要使用更高耐壓的SiC MOSFET器件以滿足系統(tǒng)電壓等級的要求下，如圖7所示。圖8以800V電壓平臺下三相OBC及移相全橋DC/DC拓撲為例，說明了系統(tǒng)中SiC MOSFET的使用位置。

Figure 7. 800V OBC DC/DC SiC MOSFET 應(yīng)用場景

Figure 8. 800V 三相OBC 及移相全橋DCDC SiC MOSFET 應(yīng)用位置

2. SiC MOSFET應(yīng)用特點

2.1     SiC MOSFET應(yīng)用特點

如前文所述，SiC MOSFET在OBC DC/DC 系統(tǒng)中的應(yīng)用場景多為高電壓和高開關(guān)速率的場合，因而在開關(guān)時的dVds/dt比普通Si MOSFET顯著增加。以橋式電路為例，在上管快速開通、下管關(guān)斷時，下管的Vds會升高，此時電荷通過米勒電容Cgd轉(zhuǎn)移至下管門極，會造成門級電壓出現(xiàn)一個小的尖峰。根據(jù)廠家和溝道技術(shù)的不同，SiC MOSFET的閾值電壓一般為2V至5V。如果在這一過程中串?dāng)_造成的電壓抬升幅度超過了SiC MOSFET開通的閾值電壓，可能會造成下橋臂的誤開通，從而導(dǎo)致上下橋臂直通，造成系統(tǒng)短路損壞等嚴重后果1。

Figure 9. 高dv/dt造成SiC MOSFET誤開通

2.1     SiC MOSFET驅(qū)動選型要點

2.2.1 負壓驅(qū)動

為了規(guī)避開關(guān)過程中產(chǎn)生的橋臂直通風(fēng)險，通常SiC MOSFET需要使用正負壓驅(qū)動，即通過負壓關(guān)斷確保關(guān)斷過程中即使出現(xiàn)小的電壓尖峰，也不會超過閾值電壓致使MOSFET開通，如下圖10所示。

Figure 10. SiC MOSFET負壓驅(qū)動防止誤開通

2.2.2 米勒鉗位

另一種常見的防止SiC MOSFET誤開通的方式是搭建米勒鉗位電路或使用具有米勒鉗位功能的芯片，如TI的單通道隔離驅(qū)動芯片UCC5350-Q12等。

如圖11所示，米勒鉗位功能主要通過采樣?xùn)艠O的電壓并與閾值電壓相比較，當(dāng)柵極電壓低于閾值電壓后比較器反轉(zhuǎn)，使得內(nèi)置的米勒鉗位MOSFET導(dǎo)通，形成一條低導(dǎo)通阻抗的路徑。這條低阻抗路徑可以將SiC MOSFET柵極有力關(guān)斷，從而避免誤導(dǎo)通。

Figure 11. 內(nèi)置米勒鉗位功能的驅(qū)動芯片防止MOSFET誤開通

設(shè)計米勒鉗位電路也需要注意驅(qū)動芯片需要盡量靠近開關(guān)管。如果布板不夠優(yōu)化，米勒鉗位回路過大，可能會由于走線上寄生參數(shù)的影響，使得低阻抗路徑不夠有效，反而會增大柵極震蕩。

2.2.3 欠壓保護點UVLO

SiC MOSFET具有高功率密度的特性， 一般會使用較高的驅(qū)動電壓以使得MOSFET完全開通，從而得到最小的導(dǎo)通電阻，最低的導(dǎo)通損耗和最大的電流輸送能力。驅(qū)動芯片的欠壓保護點UVLO決定了開關(guān)管可以正常工作時最小的驅(qū)動電壓3。如上述2.2.1小節(jié)所屬，為了防止SiC MOSFET的誤開通，SiC MOSFET驅(qū)動一般會使用負電壓供電。此時需要注意，對于大部分無單獨COM腳的驅(qū)動芯片來說，芯片的UVLO通常參考的是芯片VEE/VSS 腳。

以SiC MOSFET C3M0016120K4為例，其導(dǎo)通閾值典型值為Vth=2.5V，以系統(tǒng)設(shè)置負壓驅(qū)動為-5V為例。如果使用8V UVLO的驅(qū)動芯片，實際SiC MOSFET可以工作的Vgsmin為8V-5V=3V，僅略高于芯片的導(dǎo)通閾值，此時SiC MOSFET的導(dǎo)通阻抗由完全開通是的16m?上升至?級?？梢钥闯鯯iC MOSFET驅(qū)動電壓不足時，導(dǎo)通阻抗會迅速提高，可能造成系統(tǒng)短時間內(nèi)迅速過熱，對MOSFET長期可靠性和系統(tǒng)安全都有極為不利的影響。因而一般建議選擇欠壓保護點UVLO為12V的芯片，如TI的UCC21530-Q15 或UCC5350-Q1, 從而對SiC MOSFET驅(qū)動供電進行及時保護，減小此類風(fēng)險。

3. SiC MOSFET驅(qū)動供電方案

3.1     自舉供電電路

如前文所述，SiC MOSFET驅(qū)動芯片一般需要足夠的正向驅(qū)動電壓，以保證MOSFET完全開通，同時也需要負壓進行有效關(guān)斷，防止串?dāng)_。如果使用傳統(tǒng)的自舉通電的方式，由于自舉供電電壓建立需要時間，可能會存在前幾個周期開通關(guān)斷電壓不足6。

3.2     基于雙路低邊驅(qū)動芯片的隔離供電方案

為了避免此類問題，可采用隔離供電的方式給SiC MOSFET驅(qū)動供電， 常見的方式有全橋諧振電路等。業(yè)界主流方式為用雙路低邊驅(qū)動如TI 的UCC27524-Q17 的兩路輸出直接驅(qū)動變壓器實現(xiàn)隔離供電，如下圖12所示。

Figure 12. 使用雙路低邊驅(qū)動構(gòu)建隔離供電電路

然而，使用雙路低邊驅(qū)動芯片如UCC27524-Q1驅(qū)動脈沖變壓器，搭建隔離供電電路有以下幾點局限性：

●   首先，這種方式需要MCU或DSP提供驅(qū)動的輸入信號，而輔源供電部分與主控芯片信號電路部分通常距離較遠，走線較長。輸入走線上寄生的電感和電阻容易在芯片輸入管腳耦合噪聲，超過芯片輸入規(guī)格要求，需要增加額外的輸入側(cè)防護。

●   另外，不同于驅(qū)動MOSFET結(jié)電容的容性負載，驅(qū)動芯片驅(qū)動變壓器等感性負載時，輸出承受負壓和反向電流的能力有限，因而常常需要在驅(qū)動輸出測進行有效保護。

需要注意的是，UCC27524-Q1等芯片的輸出負向耐壓一般為二極管壓降0.3V。這時如果選擇普通PN二極管，其較大的正向?qū)▔航?~0.7V) 常常使其不能在超出負向耐壓限值時及時起到保護作用。通常建議選擇正向?qū)▔航蹈〉男ぬ鼗O管進行負電壓的有效鉗位, 如BAT54S8.

針對這一應(yīng)用場景和典型電路，TI推出了新一代產(chǎn)品UCC27624-Q19，提升了輸入側(cè)負壓耐受能力至-10V，輸出負壓耐受能力提升為-2V，與輸出反向脈沖電流承受能力。使用UCC27624-Q1后，可以不需上圖中紅框標(biāo)出的鉗位保護電路，大大減小系統(tǒng)成本和板面積。關(guān)于此方案更加詳細的描述可以參考此篇E2E文章10。

3.3     基于開環(huán)LLC 拓撲UCC25800-Q1的隔離供電方案

盡管UCC27624-Q1芯片的魯棒性和管腳電應(yīng)力承受能力更強，但是此方案仍然有其應(yīng)用的局限性。因為變壓器漏感上產(chǎn)生的壓降會影響驅(qū)動電壓，占空比和系統(tǒng)EMI表現(xiàn)，對系統(tǒng)應(yīng)用不利。工程師一般為了減小漏感，對變壓器會采用三明治繞法。這種繞制方式會增加變壓器的層間電容，對SiC MOSFET高電壓和高dVdT應(yīng)用工況下更加嚴苛的CMTI要求不利。針對上述應(yīng)用的局限性，TI推出了LLC控制芯片UCC25800-Q111作為驅(qū)動變壓器隔離供電方案。

LLC拓撲中，變壓器漏感可以作為電路的一部分參與諧振，因而不需要刻意優(yōu)化。這時變壓器可以使用分立式繞法12。這種繞制方法的分布電容可以做到低于2pF，漏感參與LLC電路諧振，便于系統(tǒng)EMI整體性能的優(yōu)化，且CMTI可以做到高于150V/ns。

Figure 13. 分立式變壓器繞法

另外，UCC25800-Q1設(shè)計時不需要額外來自MCU/DSP的輸入信號，因此不受主控芯片布板位置的影響。直接通過調(diào)節(jié)外部電阻即可調(diào)整開關(guān)頻率，外圍設(shè)計簡單。同時，其輸出級專為驅(qū)動變壓器類感性負載設(shè)計，天然承受負壓與反向電流的能力更強。在LLC電路變壓器副邊側(cè)，僅需使用兩顆二極管，相比于基于雙路驅(qū)動的方案節(jié)省了兩顆二極管的成本13。

Figure 14. 基于UCC25800-Q1的驅(qū)動供電方案

參考文獻

1. SiC Gate Drivers Fundamentals e-book (SLYY169)

2. UCC5350-Q1 datasheet (SLUSE29D)

3. Why is high UVLO important for safe IGBT and SiC MOSFET power switch operation (SLUA944)

4. C3M0016120K datasheet

5. UCC21530-Q1 datasheet (SLUSDG3D)

6. https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/930831/faq-ucc21520-what-do-i-need-to-know-about-power-up-delay-when-designing-a-driver-bootstrap-supply

7. UCC27524-Q1 datasheet (SLVSCC1B)

8. BAT54S datasheet

9. UCC27624-Q1 datasheet (SLUSES4B)

10. https://e2echina.ti.com/blogs_/b/power_house/posts/53437

11. UCC25800-Q1 datasheet (SLUSDX3B)

12. Isolated bias supply solutions for isolated gate drivers (SLYP832)

13. Bias Supply Design for Isolated Gate Driver Using UCC25800-Q1 Open-Loop LLC Transformer Driver (SLUAAB9A)

來源：TI

作者：Scarlett Cao