家電電機驅(qū)動應(yīng)用——SiC功率器件帶來更高能效和功率密度

過去數(shù)十年，各種能源法規(guī)都強調(diào)了制造節(jié)能型產(chǎn)品的重要性。這大大促進了節(jié)能降耗^[1]。此外，這些法規(guī)和標(biāo)準(zhǔn)為利用諸如SiC MOSFET等新技術(shù)優(yōu)異的特性，設(shè)計出更富創(chuàng)新性的家用電器鋪平了道路^[2]。采用這些技術(shù)有助于制造商獲得最高能效等級認(rèn)證。

引言

不久前，英飛凌推出了一款新開發(fā)的高級集成功率器件（IPD）IM105-M6Q1B。IM105-M6Q1B采用7 mm x 7 mm四邊無引線扁平封裝（QFN），將英飛凌CoolSiCTM技術(shù)的諸多優(yōu)點和堪稱行業(yè)標(biāo)桿的高可靠的高壓驅(qū)動集成電路（IC）集于一體。使用這個集成功率器件（IPD），可以設(shè)計出具有更高功率密度的低功率電機驅(qū)動器，同時突破限制，擴大無散熱片運行條件下的輸出功率范圍。

如圖1所示，設(shè)計了一個測試驅(qū)動板，用于測試IM105-M6Q1B在典型冰箱壓縮機負(fù)載狀態(tài)下的性能。圖中還提供了IM105-M6Q1B的框圖。IPD的組成部分包括一個SiC MOSFET半橋（在Vgs = 18 V且Tj = 25°C條件下，其典型通態(tài)電阻為257 mΩ）和一個基于絕緣體上硅（SOI）技術(shù)的柵極驅(qū)動器。相比于標(biāo)準(zhǔn)器件的600 V阻斷電壓，其最大阻斷電壓已增至650 V，可在電網(wǎng)電壓發(fā)生波動時提供更大耐壓余量。英飛凌SOI技術(shù)用于柵極驅(qū)動器的優(yōu)勢在于高開關(guān)頻率[3]、低歐姆（30Ω）單片集成自舉二極管[3、4]和對感性負(fù)載切換過程引起的負(fù)瞬態(tài)具有很強的抗干擾能力[5]。此外，這個柵極驅(qū)動器提供了固定的內(nèi)部死區(qū)時間，通常為540 ns，只要外部死區(qū)時間比這個值小，就會自動插入，以實現(xiàn)上下橋直通保護。所有這些柵極驅(qū)動器功能，以及英飛凌CoolSiCTM技術(shù)的優(yōu)點，都集成在一個小型表面貼裝器件（SMD）封裝中。

圖1 驅(qū)動板測試車和IM105-M6Q1B框圖

通態(tài)輸出特性

本小節(jié)探討了IM105-M6Q1B在兩種柵極偏置電壓（15 V和18 V）下的典型輸出特性。在小功率家電電機驅(qū)動器市場，兩種常用的產(chǎn)品是IKD04N60RC2和IPD60R280PFD7S。本小節(jié)也將它們的輸出特性與IM105-M6Q1B進行了比較。

第一個輸出特性圖如圖2所示?？梢钥闯觯诘谝幌笙捱\行中，IM105-M6Q1B的壓降大大低于（約4A）IKD04N60RC2的壓降。此外，通常情況下，IM105-M6Q1B的RDS(on)溫度依賴性在Vgs = 15 V時僅為0.11 mΩ/°C，在Vgs = 18 V時略高，為0.2 mΩ/℃。這凸顯了CoolSiCTM技術(shù)的溫度依賴性極小的特征。另一方面，在二極管導(dǎo)通期間的第三象限運行中，IM105-M6Q1B的壓降高于IKD04N60RC2。然而，請注意，二極管僅在死區(qū)時間內(nèi)導(dǎo)通，在應(yīng)用條件下，死區(qū)時間約在0.5到1 μs之間，因此，其造成的損耗微不足道。當(dāng)SiC MOSFET溝道在第三象限運行中導(dǎo)通時，壓降略低于第一象限運行中的壓降。

圖2 IM105-M6Q1B的通態(tài)輸出特性與IKD04N60RC2對比

圖3所示為第二個比較圖。顯然，在Tj = 25°C條件下，IPD60R280PFD7S在第一象限運行中的壓降低于IM105-M6Q1B。當(dāng)Vgs = 10 V且Tj = 25°C時，IPD60R280PFD7S的典型RDS(on)為233 mΩ。如其數(shù)據(jù)表所列，對于這種器件類型，增加?xùn)艠O偏壓并不會進一步降低壓降。除此之外，還可以看出，IPD60R280PFD7S的壓降溫度依賴性明顯高于IM105-M6Q1B。IPD60R280PFD7S的典型RDS(on)溫度依賴性約為2.53 mΩ/°C，因此當(dāng)結(jié)溫升高時，其導(dǎo)通損耗將高于IM105-M6Q1B。同樣地，當(dāng)二極管加正向偏壓時，IPD60R280PFD7S的壓降低于IM105-M6Q1B。

圖3 IM105-M6Q1B的通態(tài)輸出特性與IPD60R280PFD7S對比

最后，圖4顯示了上述器件的典型動態(tài)損耗總值，這些數(shù)據(jù)是使用典型的雙脈沖測試裝置測得。請注意，本分析不包括反向恢復(fù)損耗，因為它們對總損耗的影響相對較小。兩種器件的電壓變化率dv/dt均調(diào)節(jié)為6.5 – 7 V/ns左右，以確保公平比較。IM105-M6Q1B的開關(guān)速度由其集成柵極驅(qū)動器在內(nèi)部調(diào)節(jié)為6至7 V/ns（20–80%）。

測試表明，相比于IKD04N60RC2，特別是相比于IPD60R280PFD7S，IM105-M6Q1B的功率損耗低得多，其功率損耗主要取決于導(dǎo)通損耗。最后，IM105-M6Q1B的動態(tài)損耗對溫度的依賴性可以忽略不計，而其他器件，哪怕當(dāng)Tj=100°C時，損耗也開始顯著增加。

圖4 不同開關(guān)電流和溫度條件下的開通和關(guān)斷動態(tài)損耗之和

典型冰箱壓縮機仿真分析

典型冰箱壓縮機的完整工作循環(huán)包括多個工作點。其中兩個最獨特的工作點是額定工作點（輸出功率約為40 W）和高負(fù)載工作點（輸出功率約為160 W）。本分析使用了PLECS?軟件工具來仿真計算三個器件的功率損耗。圖5和圖6所示為仿真結(jié)果和典型應(yīng)用條件。在這些仿真中，殼溫設(shè)置為Tc=110°C。受限于材料特性，這通常是印刷電路板（PCB）的最高工作殼溫。在輕負(fù)載或額定負(fù)載條件下，IM105-M6Q1B的損耗比IPD60R280PFD7S低了近43%，更比IKD04N60RC2低60%。在這些條件下，將柵極電壓增至Vgs＝18V并沒有帶來明顯益處。

在高負(fù)載的情況下，IM105-M6Q1B的損耗比IPD60R280PFD7S低了近37%，更比IKD04N60RC2低64%。在這個測試中，將IM105-M6Q1B的柵極電壓增至Vgs＝18V，使損耗相對于柵極電壓Vgs＝15V時降低了14%，這是IM105-M6Q1B可實現(xiàn)的最低損耗。

圖5 在特定的額定負(fù)載條件下典型冰箱壓縮機的功率損耗分割圖

圖6 在特定的高負(fù)載條件下典型冰箱壓縮機的功率損耗分割圖

逆變器級的效率計算如表1所示。本分析考慮了一個兩電平三相逆變器，即，總共6顆器件。在標(biāo)稱負(fù)載下，IM105-M6Q1B的總效率增加量比IKD04N60RC2多2.7%，比IPD60R280PFD7S多近1%。在高負(fù)載條件下，相比于IKD04N60RC2和IPD60R280PFD7S，效率分別增加了約為1.5%和0.5%。

表1 6橋兩電平三相逆變器的效率計算

硬件實驗結(jié)果

本小節(jié)討論了IM105-M6Q1B在外形（即，功率密度）方面的額外好處。此外，利用IKD04N60RC2和IM105-M6Q1B，對采用類似設(shè)計的低功率驅(qū)動板的無散熱片輸出功率能力進行了比較分析。圖7并排顯示了這兩個驅(qū)動板的圖片，以便清楚地突出顯示它們的差異。兩個驅(qū)動板都搭載了類似的電磁干擾（EMI）濾波器、二極管整流器、DC link電容器和單片機IMC101T-038（iMOTION?  IMC100系列電機控制器）。

兩種設(shè)計的布局都采用雙層板和35 μm銅箔厚度。主要區(qū)別在于逆變器級。使用IKD04N60RC2的驅(qū)動板需要6顆采用TO-252封裝的IGBT單管和一個全橋三相柵極驅(qū)動器IC，以形成一個兩電平三相逆變器。另一方面，得益于其將半橋和柵極驅(qū)動器集成到QFN封裝中，使用IM105-M6Q1B的驅(qū)動板所需空間小得多。因此，這個驅(qū)動板的尺寸可以縮小15%，從而提高功率密度。

圖7 低功率消費類驅(qū)動應(yīng)用：藍色PCB（左側(cè)）使用IM105-M6Q1B，尺寸：66.4 mm x 78 mm；紅色PCB（右側(cè)）使用IKD04N60RC2，尺寸：78 mm x 78 mm

小功率家電電機驅(qū)動應(yīng)用（如，冰箱壓縮機、循環(huán)泵，等等）的開關(guān)頻率（fsw）通常在7.5至17 kHz之間。這些應(yīng)用大部分未配置散熱片，因為其低輸出功率確保了功率開關(guān)在規(guī)定熱限值范圍內(nèi)工作。如前所述，它們的最大允許殼溫（Tc,max）限制在110°C左右。

為了研究和分析驅(qū)動器在測試條件下的性能，選擇了一個典型的冰箱壓縮機。圖8所示為將冰箱壓縮機用作負(fù)載的實驗室試驗臺。使用熱像儀來監(jiān)測逆變器的頂部殼溫。控制方案實現(xiàn)采用了英飛凌的iMOTIONTM IMC101T-T038單片機和隔離式調(diào)試探頭iMOTIONTM Link。被測驅(qū)動器直接向DC link供電，以避免任何電網(wǎng)電壓波動或負(fù)載對電壓造成影響，并且支持使用標(biāo)準(zhǔn)無源探頭，而不需要浮地的測量設(shè)備。將無源探測器連接至低邊功率器件，以測量器件的典型dv/dt行為。最后，在輸出相中連接一個電流探頭，用于監(jiān)測電機電流。

圖8 實驗室試驗臺

采用了兩種調(diào)制技術(shù)，一種是7段式空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM），另一種是5段式空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）（可降低開關(guān)損耗），如^[6]所述。表2列出了實驗測試條件。對于所有實驗條件，DC link電壓均預(yù)設(shè)為310 V，由高壓直流電源單元供電。冰箱壓縮機的輸出基頻（fs）配置為20 Hz。環(huán)境溫度（Ta）為約25°C室溫。未測量功率因數(shù)（PF）以避免任何額外的寄生效應(yīng)的影響。唯一的獨立實驗變量是調(diào)制系數(shù)。調(diào)節(jié)調(diào)制系數(shù)，直至逆變器達到最高管殼溫，從而獲得不同的允許相電流。使用開環(huán)控制方案進行調(diào)節(jié)，在本實驗中即為V/f控制，因為僅關(guān)注逆變器級的情況。這些實驗可以表明驅(qū)動板的最大輸出功率能力。

表2 實驗測試條件

圖9所示為輸出功率能力。圖中的輸出功率計算考慮了PF為0.75且調(diào)幅指數(shù)為1。顯而易見，IM105-M6Q1B的輸出功率幾乎是IKD04N60RC2驅(qū)動板的兩倍，這也證明其功率密度更高。相比于在Vgs＝15V條件下的測試，在這項測試中，柵極電壓增至約Vgs＝18.5V，這使得輸出功率增加了6%。

圖9 不同開關(guān)頻率和調(diào)制方案下的最大允許相電流

最后，圖10和圖11所示為這項測試使用的兩顆器件的典型dv/dt行為。高邊開關(guān)用HS表示，低邊開關(guān)用LS表示。請注意，IKD04N60RC2的導(dǎo)通dv/dt設(shè)置為約6至7 V/ns。

圖10 在Tc,max下，設(shè)置為6.5 V/ns的IKD04N60RC2驅(qū)動板在不同開關(guān)電流下的電壓變化率（dv/dt，20-80%）

圖11 在Tc,max下，IM105-M6Q1B驅(qū)動板在不同開關(guān)電流下的電壓變化率（dv/dt，20-80%）

結(jié)語

新出臺的針對小功率電機驅(qū)動應(yīng)用（即，家用電器）的能效標(biāo)簽指令，強調(diào)了開發(fā)創(chuàng)新解決方案和采用新型半導(dǎo)體技術(shù)，以達到最高能效等級的重要性。本文介紹了英飛凌CoolSiCTM MOSFET在集成式產(chǎn)品IM105-M6Q1B中實現(xiàn)的多個優(yōu)點。尺寸僅為7 mm x 7 mm的小型QFN封裝有助于設(shè)計出具備更高功率密度的系統(tǒng)級解決方案。為了突出其優(yōu)點，設(shè)計了一個基于IM105-M6Q1B的驅(qū)動板，其尺寸比基于IKD04N60RC2的分立式解決方案縮小了15%。IM105-M6Q1B的輸出功率處理能力也大大優(yōu)于IKD04N60RC2。不僅如此，使用IM105-M6Q1B可將逆變器效率提高1 – 2.7 %。

參考資料

[1] A. C. Russo, M. Rossi, M. Germani, and C. Favi, “Energy label directive: Current limitations and guidelines for the improvement”, Procedia CIRP, vol. 69, pp. 674–679, 2018, 25th CIRP Life Cycle Engineering (LCE) Conference, 30 April – 2 May 2018, Copenhagen, Denmark. doi: https://doi.org/10.1016/j.procir.2017.11.136.

[2] J. Millán, P. Godignon, X. Perpi?à, A. Pérez-Tomás, and J. Rebollo, “A Survey of Wide Bandgap Power Semiconductor Devices”, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 5, pp. 2155–2163, May 2014, doi: 10.1109/TPEL.2013.2268900.

[3] J. Song, “Level-Shifter Current Influence to Power Loss of Gate Driver IC”, PCIM Europe 2019; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Nuremberg, Germany, 2019, pp. 1–4.

[4] Frank, Wolfgang & Hellmund, Oliver & Boguszewicz, Viktor, “Compact and Powerful 600V Half Bridge Driver ICs for Consumer Electronics and Home Appliances”, Bodo's Power Systems. 22. 2013.

[5] J. Song and W. Frank, “Robustness of level shifter gate driver ICs concerning negative voltages”, PCIM Europe 2015; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Nuremberg, Germany, 2015, pp. 1–7.

[6] E. R. C. da Silva, E. C. dos Santos, and B. Jacobina, “Pulsewidth Modulation Strategies,” in IEEE Industrial Electronics Magazine, vol. 5, no. 2, pp. 37–45, June 2011, doi: 10.1109/MIE.2011.941120.www.infineon.com