兩個(gè)開(kāi)關(guān)正激變換器

該拓?fù)溆奢斎腚娙萜?CIN、兩個(gè) MOSFET 開(kāi)關(guān) Q1 和 Q1、電源變壓器 T1、兩個(gè)鉗位二極管 D3 和 D4、兩個(gè)整流二極管 D1 和 D2 以及由 LO 和 Co 組成的輸出濾波器組成。

該拓?fù)溆奢斎腚娙萜?nbsp;CIN、兩個(gè) MOSFET 開(kāi)關(guān) Q1 和 Q1、電源變壓器 T1、兩個(gè)鉗位二極管 D3 和 D4、兩個(gè)整流二極管 D1 和 D2 以及由 LO 和 Co 組成的輸出濾波器組成。

下面的圖 2a 和 2b 描述了雙開(kāi)關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的工作原理。Q1 和 Q2 同時(shí)導(dǎo)通和截止。當(dāng)它們打開(kāi)時(shí)，如圖 2a 所示，電力通過(guò)變壓器和輸出濾波器傳送到負(fù)載。
當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，如圖2b所示，原邊電路中的功率被切斷，原邊繞組上的電壓將反轉(zhuǎn)，直到點(diǎn)端被D3鉗位返回，非點(diǎn)端被D4鉗位到VIN。因此，每個(gè) MOSFET 將承受 VIN 的關(guān)斷電壓應(yīng)力大小。
雙開(kāi)關(guān)正激變換器的工作模式。

圖2. 雙開(kāi)關(guān)正激變換器的工作模式

不僅來(lái)自變壓器磁化電感的能量被鉗位，更重要的是，漏感能量也被鉗位并通過(guò)二極管 D3 和 D4 返回到輸入電源總線(xiàn)。導(dǎo)通期間存儲(chǔ)在漏感中的能量不必在電阻緩沖器或 MOSFET 本身中耗散。
與單開(kāi)關(guān)方法相比，這一優(yōu)點(diǎn)減少了系統(tǒng)功率損耗并降低了系統(tǒng)噪聲，因?yàn)橥ǔＥc感應(yīng)能量釋放相關(guān)的振鈴現(xiàn)在被鉗位。因此，無(wú)需緩沖電路，轉(zhuǎn)換器的 EMI 特征也大大降低。
單開(kāi)關(guān)正激轉(zhuǎn)換器中的變壓器磁芯復(fù)位通常是通過(guò)第三復(fù)位繞組來(lái)完成的。通常復(fù)位繞組的匝數(shù)與初級(jí)繞組相同。因此，內(nèi)核將始終以等于晶體管導(dǎo)通時(shí)間的復(fù)位時(shí)間復(fù)位。MOSFET 開(kāi)關(guān)上的電壓應(yīng)力將是輸入電壓加上泄漏能量引起的尖峰的兩倍。
通過(guò)將 MOSFET 開(kāi)關(guān)的占空比限制為低于 50%，變壓器磁芯將始終在每個(gè)周期重置。雙開(kāi)關(guān)正激轉(zhuǎn)換器以完全相同的方式復(fù)位變壓器，無(wú)需額外的復(fù)位繞組，因?yàn)镈3和D4的導(dǎo)通有效地將相反極性的輸入電壓施加到電源變壓器初級(jí)繞組以復(fù)位磁芯。
由于 MOSFET 上的漏極至源極電壓被鉗位至 VIN，因此峰值電壓應(yīng)力是多少并不存在不確定性。這個(gè)好處怎么強(qiáng)調(diào)都不為過(guò)。單開(kāi)關(guān)方法中的峰值電壓應(yīng)力與漏感值、開(kāi)關(guān)速度和電路布局成正比。漏感難以控制，并且即使在設(shè)計(jì)投入生產(chǎn)后也常常會(huì)發(fā)生變化。
乍一看，高側(cè) MOSFET 的串聯(lián)傳導(dǎo)損耗似乎是額外的功耗。然而，對(duì) MOSFET 工藝特性的研究表明，雙開(kāi)關(guān)拓?fù)鋵?shí)際上可以減少傳導(dǎo)損耗。對(duì)于具有 36V 至 75V 輸入應(yīng)用的單開(kāi)關(guān)正激轉(zhuǎn)換器，如果漏感尖峰得到控制，通常需要 200V MOSFET。
芯片尺寸以及 MOSFET 的成本與導(dǎo)通電阻 (RdsON) 和額定電壓成正比。雖然雙開(kāi)關(guān)方法需要兩個(gè)串聯(lián)的 MOSFET，但對(duì)于給定的芯片尺寸，兩個(gè) MOSFET 的總電阻通?？梢孕∮诰哂袃杀峨妷耗芰Φ膯蝹€(gè)開(kāi)關(guān)。
使用兩個(gè)開(kāi)關(guān)時(shí)，柵極驅(qū)動(dòng)損耗明顯較高，但 Rds(ON) 較低且消除漏感損耗通常會(huì)提高轉(zhuǎn)換效率。消除緩沖器元件和控制漏感效應(yīng)是雙開(kāi)關(guān)拓?fù)涞囊淮髢?yōu)點(diǎn)，尤其是在較高輸入電壓下。
較高輸入電壓的應(yīng)用通常具有更多的初級(jí)匝數(shù)，這往往會(huì)增加漏感和損耗。雙開(kāi)關(guān)方法的優(yōu)勢(shì)隨著輸入電壓的增加而增加，但較低輸入電壓的應(yīng)用通常也能受益。
從歷史上看，驅(qū)動(dòng)高側(cè) MOSFET 對(duì)于雙開(kāi)關(guān)拓?fù)鋪?lái)說(shuō)一直是一個(gè)挑戰(zhàn)，因?yàn)楦邆?cè) MOSFET 需要浮動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)器。新型單片 IC 穩(wěn)壓器通過(guò)使用由高速電平移位電路控制的自舉電容器技術(shù)，消除了高端 MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)的難題。下面的圖 3顯示了高端柵極驅(qū)動(dòng)實(shí)現(xiàn)的框圖。

圖3. 高側(cè)柵極驅(qū)動(dòng)電路框圖

兩個(gè)開(kāi)關(guān)正激轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)的優(yōu)點(diǎn)
雙開(kāi)關(guān)正激的優(yōu)勢(shì)在集成解決方案中變得更加顯著，其中完整的控制電路、高側(cè)和低側(cè)開(kāi)關(guān)的柵極驅(qū)動(dòng)，甚至兩個(gè)高壓 MOSFET 都可以集成在同一 IC 中。
通過(guò)鉗位MOSFET上的電壓應(yīng)力，功率轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍可以接近MOSFET的額定電壓，充分利用MOSFET的工藝能力。相比之下，單開(kāi)關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍被限制為小于 MOSFET 額定電壓的一半。
全集成雙開(kāi)關(guān) DC-DC 穩(wěn)壓器的典型示例是 National Semiconductor 的 LM5015，它提供高性能、低成本 DC-DC 穩(wěn)壓器解決方案，能夠支持 4.25V 至 75V 的極寬輸入電壓范圍。
兩開(kāi)關(guān)反激式轉(zhuǎn)換器
下圖4所示為雙開(kāi)關(guān)反激變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由兩個(gè)MOSFET開(kāi)關(guān)Q1和Q2、電源變壓器T1、兩個(gè)鉗位二極管D1和D2、次級(jí)整流二極管DO、輸入濾波電容CIN和輸出濾波電容CO組成。

圖4. 雙開(kāi)關(guān)反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)?/p>

兩個(gè) MOSFET 開(kāi)關(guān)同時(shí)打開(kāi)和關(guān)閉，就像雙開(kāi)關(guān)正激轉(zhuǎn)換器一樣。反激變壓器的工作用雙繞組耦合電感器來(lái)描述。當(dāng)初級(jí) MOSFET 工作時(shí)，能量被提供給初級(jí)電路中的電感器，然后當(dāng)初級(jí) MOSFET 關(guān)閉時(shí)，能量被釋放到次級(jí)電路。
初級(jí)和次級(jí)繞組之間的耦合從來(lái)都不是完美的；如果不加以控制，這種漏感可能會(huì)在單開(kāi)關(guān)方法中損壞初級(jí) MOSFET。雙開(kāi)關(guān)反激式中的鉗位二極管用于將泄漏能量恢復(fù)回輸入，并將每個(gè) MOSFET 的關(guān)斷峰值電壓鉗位在 VIN 處。
雙開(kāi)關(guān)反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)的優(yōu)點(diǎn)
雙開(kāi)關(guān)反激式與雙開(kāi)關(guān)正激式具有所有相同的優(yōu)點(diǎn)。MOSFET 開(kāi)關(guān)上的電壓應(yīng)力被鉗位至 VIN，并且漏感能量返回到輸入，而不是耗散在單開(kāi)關(guān)方法中通常需要的緩沖器中。
圖 3 所示的相同技術(shù)可用于高側(cè) MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)。與單開(kāi)關(guān)反激轉(zhuǎn)換器一樣，雙開(kāi)關(guān)反激轉(zhuǎn)換器可以在不連續(xù)或連續(xù)導(dǎo)通模式下運(yùn)行。