了解動態范圍和無雜散動態范圍的意義

在本文中，我們研究了用于表征射頻測試和測量系統性能的兩個指標。

動態范圍和無雜散動態范圍（SFDR）的概念出現在多種工程環境中。盡管如此，許多EE可能并沒有完全掌握這些性能度量的重要性。在本文中，我們將研究如何在多個應用程序中定義和使用動態范圍和SFDR，并特別注意與向量網絡分析器（VNA）相關的方面。

然而，我們首先來看一下模擬設計中的噪聲與線性的權衡。這種權衡限制了許多電路的動態范圍；這也將有助于我們理解為什么動態范圍和SFDR規范是重要的。

模擬設計中的線性-噪聲權衡

當試圖改進模擬電路的線性度時，我們面臨線性度和電路增益、帶寬和噪聲特性的其他性能尺寸之間的幾個權衡，舉幾個例子。雖然所有這些都很重要，但線性和噪聲之間的權衡將是本文的重點

共源放大器中的源極退化

為了理解線性-噪聲權衡，我們來看一個基本的線性化技術：在公共源級的源極端串聯增加一個電阻（RS）（圖1）。

帶源極退化電阻的MOSFET共源放大器示意圖。

?圖1。一種帶源電阻的MOSFET共源放大器。圖片由提供

RS被稱為退化電阻，充當MOSFET的柵極-源極電壓的局部負反饋源。RS兩端的電壓降與漏電流成比例。隨著漏電流的增加，RS兩端的電壓降也增加。這減少了MOSFET的柵極-源極電壓，這減少了漏極電流。

這種局部反饋改善了電路的線性。然而，增加的電阻增加了電路的復雜度，并且為電路提供了額外的噪聲，從而降低了整體的噪聲性能。

模擬采樣和硬件電路

噪聲和線性之間的權衡也體現在模數轉換器（ADC）的設計中，模數轉換器是無線電接收機以及測試和測量系統中的重要組件?？紤]圖2中采樣和保持（S/H）電路的基本框圖。

采樣電路框圖。

?圖2。模擬信號采樣和保持電路框圖。圖像由模擬設備提供

如果我們增加保持電容（CH），那么系統帶寬，并且通過擴展，噪聲減少。然而，在這種情況下，第一放大器需要驅動更大的電容器。實際的放大器能夠提供的電流是有限的。結果，對于更大的電容器，S/H可能不能足夠快地跟隨輸入信號，特別是對于具有大振幅或高頻的信號。

S/H電路的有限轉換速率是為什么構建具有良好噪聲性能的高度線性ADC是一項超出幾個兆赫信號帶寬的具有挑戰性的任務的關鍵原因。

無線電接收機信號路徑

作為噪聲與線性權衡的最后一個例子，我想要探討無線電接收機信號鏈。圖3是虛擬網絡分析的參考和測試通道的簡化框圖。

虛擬網絡分析參考和測試通道的簡化框圖。

?圖3。矢量網絡分析儀的參考和測試通道信號路徑。圖片由提供

如果我們在RF混頻器之前添加低噪聲放大器（LNA），那么我們可以使得由以下級貢獻的噪聲與所需信號相比相對小。以這種方式，接收機對LNA之后的級的噪聲變得不那么敏感。然而，這需要具有較高線性度的混頻器來成功地下變頻LNA產生的相對較大的信號。我們再次看到熟悉的噪音和線性權衡！

動態范圍介紹

線性度是測量大信號的主要限制因素。隨著輸入信號振幅的增加，實際電路變得更加非線性，并開始產生不可接受的失真水平。這會降低測量精度。因此，為了測量更大的信號，我們需要對系統進行線性化。

然而，正如我們在前面章節中所看到的那樣，線性化通常以較高的噪聲為代價來實現。在較高的噪聲水平下，小信號可能被掩埋在噪聲基底中，并且可能無法檢測到。這使得設計能夠精確測量高和低振幅信號的電路具有挑戰性。

為了表征電路的這一重要特性，我們使用動態范圍度量，它被定義為系統能夠測量的最高和最低振幅信號之間的差異。如圖4中的示例頻譜所示。

動態范圍圖解。

?圖4。動態范圍是最大可測量信號和本底噪聲之間的差值。圖片由提供

動態范圍確定了系統可測量的信號振幅范圍。對于這個范圍內的信號振幅，我們可以假設電路是可接受的線性和確定性（意味著輸出不是由噪聲產生的不可預測的信號）。

動態范圍是頻譜分析儀和VNA的一個重要參數，我們稍后將對此進行討論。頻譜分析儀和VNA中動態范圍的上限通常受到分析儀內放大器和混頻器的壓縮點的限制。圖5顯示了當輸入功率接近放大器的壓縮點時，典型的放大器是如何變得過度非線性的。

功率放大器增益曲線示例。

?圖5。圖片由David M.Pozar提供

為什么動態范圍很重要？

為了捕捉被測設備在不同頻率下的響應，需要具有足夠高的頻率范圍的測量設備。同理，您的設備應具有足夠高的動態范圍，以精確測量DUT產生的不同功率水平。

為了說明具有高動態范圍的重要性，讓我們研究一個常見的應用程序：測量濾波器的頻率響應?？紤]具有90 dB阻帶抑制的帶通濾波器。圖6顯示了在感興趣的頻率范圍內掃描單音正弦輸入時，由兩個不同的VNA獲得的測量響應。

兩個不同測量系統上帶通濾波器的頻譜。

?圖6。兩個不同測量系統上帶通濾波器的頻譜。圖片由安捷倫科技公司提供

圖中左側部分的響應是使用具有低動態范圍的VNA的結果。在這種情況下，VNA的接收機的靈敏度大約為–60 dBm。因此，在濾波器的截止帶中，在濾波器的輸出信號非常小的情況下，VNA測量其自己的噪聲本底，而不是由濾波器產生的信號。

右側響應由靈敏度為-100dBm的虛擬網絡分析獲得。這代表了更寬的動態范圍，并且這種改進允許我們正確地描述過濾器的停止頻帶行為。注意軌跡在濾波器輸出功率與虛擬網絡分析的噪聲本底相當的頻率下是如何變為噪聲的。

在本例中，測試設備在不同的時間測量了大信號和小信號——它們不是同時應用于虛擬網絡分析。為了研究小信號和大信號同時存在時的系統性能，我們使用了無雜散動態范圍（SFDR）。

確定無雜散動態范圍

即使是單音輸入，非線性電路也可以在輸出端產生不同的頻率分量（雜散）。這些雜散可能與輸入和諧相關，也可能不與輸入和諧相關，如圖7所示。

動態范圍和無雜散動態范圍。

?圖7。與動態范圍相比，無雜散動態范圍。圖片由提供

在圖7中，橙色分量是基本的或希望的輸出分量。在本例中，基本分量小于最大可測量信號。然而，我們假設它足夠大，可以產生幾個毛刺（紫色組件）。

為了量化毛刺的影響，我們使用SFDR規范。SFDR有多種定義，有時會引起混淆。我們在此將其定義為所需信號振幅與感興趣帶寬上的最大雜散之間的差異。

使用這個定義時，最大雜散振幅是參考信號（或載波）電平來指定的。因此，我們以dBc（相對于載波的dB）表示SFDR。注意，即使在存在毛刺的情況下，動態范圍仍被定義為系統的最大可測量信號和噪聲本底之間的差異。

使用無雜散動態范圍的時間

讓我們研究一個場景，其中電路同時接收小信號和大信號。小信號是需要測量的信號；。這是我們日常無線電接收機的情況。

我們可以在圖8中看到這一點，它顯示了在典型信號電平下工作的無線電接收機。天線在其感興趣的頻率范圍內接收兩個信號：低功率所需信號和高功率帶內阻斷器。

具有小的所需輸入信號和大的阻斷信號的示例無線電接收機。

?圖8。具有小的所需輸入信號和大的阻斷信號的示例無線電接收機。

注意帶內阻斷器的效果與帶外阻斷器的效果不同。帶外攔截器通常被接收機前端中的帶選擇濾波器充分抑制。

相比之下，帶內干擾的頻率更接近于所需的信號。一般情況下，直到接收器鏈結束才拆除。因此，圖8中的射頻混頻器將所需信號和帶內阻斷器下變頻到中頻（fIF）。

RF信號鏈和ADC需要在存在大干擾的情況下測量所需的小信號。然而，大功率阻斷器可以使系統非線性運行，導致在非常接近所需信號的頻率處出現毛刺。圖9顯示了非線性如何產生這種毛刺（紫色分量）。

?圖9。系統非線性可從高功率輸入信號中產生帶內雜散。圖片由 Steve Arar提供

如果接近所需信號的雜散足夠大，則會降低接收機的信噪比。我們需要知道接收機的SFDR，以確定頻譜中可能出現的最大雜散電平。

選擇正確的動態范圍度量

動態范圍表征系統能夠測量的最高和最低振幅信號之間的差異。然而，正如我們現在所看到的，動態范圍只提供了有限的系統性能信息。當我們有振幅在系統線性區域的輸入信號時，它是最有用的。

對于導致非線性系統操作的大功率輸入信號，我們還需要查看無雜散動態范圍。SFDR規范特別有助于需要同時測量大信號和小信號的應用，例如通信系統。

現在我們已經了解了動態范圍的重要性，我們可以開始尋找改進它的方法。在本系列的下一篇文章中，我們將討論如何增加VNA的動態范圍。