DC-DC 升壓電路，如何選擇電感值

升壓拓撲結構在功率電子領域非常重要，但是電感值的選擇并不總是像通常假設的那樣簡單。在 dc - dc 升壓轉換器中，所選電感值會影響輸入電流紋波、輸出電容大小和瞬態(tài)響應。選擇正確的電感值有助于優(yōu)化轉換器尺寸與成本，并確保在所需的導通模式下工作。本文講述的是在一定范圍的輸入電壓下，計算電感值以維持所需紋波電流和所選導通模式的方法，并介紹了一種用于計算輸入電壓上限和下限模式邊界的數學方法。

導通模式

升壓轉換器的導通模式由相對于直流輸入電流 (IIN) 的電感紋波電流峰峰值 (ΔIL) 的大小決定。這個比率可定義為電感紋波系數 (KRF)。電感越高，紋波電流和 KRF 就越低。

(1) ， 其中

(2)
在連續(xù)導通模式 (CCM) 中，正常開關周期內，瞬時電感電流不會達到零 (圖1)。因此，當 ΔIL 小于 IIN 的2倍或 KRF <2時，CCM 維持不變。MOSFET 或二極管必須以 CCM 導通。這種模式通常適用于中等功率和高功率轉換器，以最大限度地降低元件中電流的峰值和均方根值。當 KRF > 2 且每個開關周期內都允許電感電流衰減到零時，會出現非連續(xù)導通模式 (DCM) (圖2)。直到下一個開關周期開始前，電感電流保持為零，二極管和 MOSFET 都不導通。這一非導通時間即稱為 tidle。DCM 可提供更低的電感值，并避免輸出二極管反向恢復損耗。

圖1 – CCM 運行

圖2 – DCM 運行

當 KRF = 2 時，轉換器被認為處于臨界導通模式 (CrCM) 或邊界導通模式 (BCM)。在這種模式下，電感電流在周期結束時達到零，正如 MOSFET 會在下一周期開始時導通。對于需要一定范圍輸入電壓 ( VIN）的應用，固定頻率轉換器通常在設計上能夠在最大負載的情況下在指定 VIN 范圍內，以所需要的單一導通模式 (CCM 或 DCM) 工作。隨著負載減少，CCM 轉換器最終將進入 DCM 工作。在給定 VIN 下，使導通模式發(fā)生變化的負載就是臨界負載（ICRIT）。在給定 VIN 下，引發(fā) CrCM / BCM 的電感值被稱為臨界電感（LCRIT），通常發(fā)生于最大負載的情況下。

紋波電流與 VIN

眾所周知，當輸入電壓為輸出電壓 (VOUT) 的一半時，即占空比 (D) 為50％時 (圖3)，在連續(xù)導通模式下以固定輸出電壓工作的 DC－DC 升壓轉換器的電感紋波電流最大值就會出現。這可以通過數學方式來表示，即設置紋波電流相對于 D 的導數 (切線的斜率) 等于零，并對 D 求解。簡單起見，假定轉換器能效為100％。
根據

(3)、

(4) 和

(5),
并通過 CCM 或 CrCM 的電感伏秒平衡

(6),
則

(7).
將導數設置為零,

(8)
我們就能得出

(9).

圖3 – CCM 中的電感紋波電流

CCM 工作

為了選擇 CCM 升壓轉換器的電感值 (L)，需要選擇最高 KRF 值，確保整個輸入電壓范圍內都能夠以 CCM 工作，并避免峰值電流受 MOSFET、二極管和輸出電容影響。然后計算得出最小電感值。KRF 最高值通常選在0.3和0.6之間，但對于 CCM 可以高達2.0。如前所述，當 D = 0.5 時，出現紋波電流 ΔIL 最大值。那么，多少占空比的情況下會出現 KRF 最大值呢？我們可以通過派生方法來求得。
假設 η = 100%， 則

(10),
然后將(2)、(6)、(7) 和 (10) 代入(1) ，得出:

(11)

(12).
對 D 求解，可得

(13).
D = 1 這一偽解可被忽略，因為它在穩(wěn)態(tài)下實際上是不可能出現的 (對于升壓轉換器，占空比必須小于1.0)。因此，當 D =? 或 VIN = ?VOUT 時的紋波因數 KRF 最高，如圖4所示。使用同樣的方法還能得出在同一點的最大值 LMIN、LCRIT 和 ICRIT。

圖4 – 當 D =? 時 CCM 紋波系數 KRF 最高值

對于 CCM 工作，最小電感值 (LMIN)應在最接近 ? VOUT 的實際工作輸入電壓 (VIN(CCM)) 下進行計算。根據應用的具體輸入電壓范圍，VIN(CCM) 可能出現在最小 VIN、最大 VIN、或其間的某個位置。解方程 (5) 求 L，并根據 VIN(CCM) 下的 KRF 重新計算，可得出

(14)，其中 VIN(CCM) 為最接近?VOUT 的實際工作 VIN。
對于臨界電感與 VIN 和 IOUT 的變化，KRF = 2，可得出

(15).
在給定 VIN 和 L 值的條件下，當 KRF = 2時，即出現臨界負載 (ICRIT)：

(16)

DCM 工作

如圖5所示，在一定工作 VIN 和輸出電流 (IOUT) 下的電感值小于 LCRIT 時，DCM 模式工作保持不變。對于 DCM 轉換器，可選擇最短的空閑時間以確保整個輸入電壓范圍內均為 DCM 工作。tidle 最小值通常為開關周期的3％-5％，但可能會更長，代價是器件峰值電流升高。然后采用 tidle 最小值來計算最大電感值 (LMAX)。LMAX 必須低于 VIN 范圍內的最低 LCRIT。對于給定的 VIN，電感值等于 LCRIT (tidle= 0) 時引發(fā) CrCM。

圖5 – LCRIT 與標準化 VIN 的變化

為計算所選最小空閑時間 (tidle(min)) 的 LMAX，首先使用 DCM 伏秒平衡方程求出 tON(max) (所允許的 MOSFET 導通時間最大值) 與 VIN 的函數，其中 tdis 為電感放電時間。

(17)，其中

(18)
可得出

(19).
平均 (直流) 電感電流等于轉換器直流輸入電流，通過重新排列 (17)，可得出 tdis 相對于 tON 的函數。簡單起見，我們將再次假設 PIN = POUT。

(20) ，其中

(21).
將方程 (3)、(5)、(10)、(19) 和 (21) 代入 (20)，求得 VIN (DCM) 下的 L

(22).
LMAX 遵循類似于 LCRIT 的曲線，且同在 VIN = ?VOUT 時達到峰值。為確保最小 tidle，要計算與此工作點相反的實際工作輸入電壓 (VIN (DCM)) 下的最低 LMAX 值。根據應用的實際輸入電壓范圍，VIN(DCM) 將等于最小或最大工作 VIN。若整體輸入電壓范圍高于或低于 ? VOUT（含? VOUT），則 VIN(DCM) 是距 ? VOUT 最遠的輸入電壓。若輸入電壓范圍覆蓋到了 ? VOUT，則在最小和最大 VIN 處計算電感，并選擇較低 (最差情況下) 的電感值?；蛘撸詧D表方式對 VIN 進行評估，以確定最差情況。

輸入電壓模式邊界

當升壓轉換器的輸出電流小于 ICRIT 與 VIN 的最大值時，如果輸入電壓增加到高于上限模式邊界或下降到低于下限模式邊界，即 IOUT 大于 ICRIT 時，則將引發(fā) CCM 工作。而 DCM 工作則發(fā)生于兩個 VIN 的模式邊界之間，即 IOUT 小于 ICRIT 時。要想以圖表方式呈現 VIN 下的這些導通模式邊界，在相同圖表中繪制臨界負載 (使用所選電感器) 與輸入電壓和相關輸出電流的變化曲線。然后在 X 軸上找到與兩條曲線相交的兩個 VIN 值 (圖6)。

圖6 – 輸入電壓模式邊界

要想以代數方式呈現 VIN 的模式邊界，首先將臨界負載的表達式設置為等于相關輸出電流，以查找交點：

(23).
這可以重寫為一個三次方程，KCM 可通過常數計算得出

(24) 其中

(25).
這里，三次方程通式 x3 + ax2 + bx + c = 0 的三個解可通過三次方程的三角函數解法得出 [1] [2]。在此情況下，x1 項的“b”系數為零。我們將解定義為矢量 VMB。
我們知道

(26)、

(27)、 以及

(28),

(29).
由于升壓轉換器的物理限制，任何 VMB ≤ 0或VMB > VOUT 的解均可忽略。兩個正解均為模式邊界處 VIN 的有效值。

模式邊界 – 設計示例

我們假設一個具有以下規(guī)格的 DCM 升壓轉換器：
VOUT = 12 V
IOUT = 1 A
L = 6 μH
FSW = 100 kHz
首先，通過 (25) 和 (28) 計算得出 KCM 和 θ：

.
將 VOUT 和計算所得的 θ 值代入 (29)，得出模式邊界處的 VIN 值：

.
忽略偽解 (-3.36 V)，我們在 4.95 V 和 10.40 V 得到兩個輸入電壓模式邊界。這些計算值與圖7所示的交點相符。

圖7 – 計算得出的模式邊界

結論

電感值會影響升壓轉換器的諸多方面，若選擇不當，可能會導致成本過高、尺寸過大、或性能不佳。通過了解電感值、紋波電流、占空比和導通模式之間的關系，設計人員就能夠確保輸入電壓范圍內的所需性能。

參考文獻

[1] H. W. Turnbull, Theory of Equations, Chapter IX, Edinburgh & London: Oliver and Boyd, 1952.
[2] I. J. Zucker, "The cubic equation - a new look at the irreducible case," The Mathematical Gazette, vol. 92, no. 524, pp. 264-268, July 2008.