全面升級！安森美第二代1200V SiC MOSFET關鍵特性解析

安森美(onsemi)發布了第二代1200V碳化硅 (SiC) MOSFET，命名為M3S，其中S代表開關。M3S 系列專注于提高開關性能，相比于第一代1200V碳化硅MOSFET，除了降低特定電阻RSP (即R_DS(ON)*Area) ，還針對工業電源系統中的高功率應用進行了優化，如太陽能逆變器、ESS、UPS 和電動汽車充電樁等。幫助開發者提高開關頻率和系統效率。本應用筆記將描述M3S的一些關鍵特性，與第一代相比的顯著性能提升，以及一些實用設計技巧。本文為第一部分，將重點介紹M3S的一些關鍵特性以及與第一代相比的顯著性能提升。

碳化硅功率器件在提高效率或增加功率密度方面不斷迭代，大量應用在能源基礎設施領域，包括太陽能、UPS、儲能和電動汽車充電系統等。較低的開關損耗能夠實現更高的效率，減少散熱，并提高開關頻率,縮小無源元件尺寸。這些優勢足以證明碳化硅功率器件較高的成本是物有所值。

安森美已經發布了第一代1200V碳化硅MOSFET產品，命名為SC1，如表1所示，產品線覆蓋20mΩ到160mΩ。盡管與工業電源系統1200V開關中的傳統解決方案IGBT相比，SC1的性能實現了大幅提升，但它針對的是通用領域，設計參數折中，沒有特別針對某個領域。一些工程師在產品設計時，希望選擇更針對他們應用領域的特定產品。

安森美第二代1200V碳化硅MOSFET分為兩種核心技術，一種是T設計，另一種是S設計。T設計主要針對逆變器，因此需要更低的R_DS(ON)和更好的短路能力，而不是更快的開關速度。S設計對高開關性能進行了優化，因此設計具有較低的Q_G(TOT) 和較高的di/dt和dv/dt，從而降低開關損耗。M3S產品分為13/22/30/40/70mΩ，適配TO247?3L/4L和D2PAK?7L分立封裝。

表1. 分立封裝中的1200V碳化硅MOSFET(工業級為'T'，車規級為'V'，AEC?Q101)

M3S(第二代)對比SC1(第一代)的主要特征

本節介紹與第一代(NTH4L020N120SC1、1200 V/20 m、TO247?4L)相比，第二代(NTH4L022N120M3S、1200 V/22 m、TO247?4L)的主要特性。測試使用標準樣品在同一試驗臺下，使用相同參數進行的。

R_DS(ON)，溫度系數

導通電阻R_DS(ON)是系統性能的關鍵參數。R_DS(ON)越低，導通損耗就越低。而且溫度系數也很重要，因為器件在運行后會發熱，系統中的實際導通損耗是指高溫下的R_DS(ON)。

MOSFET的R_DS(ON)主要由三個部分組成：溝道電阻、JFET區電阻和漂移區電阻。溝道電阻具有負溫度系數（NTC），其他電阻具有正溫度系數（PTC）。R_DS(ON)的整體溫度系數特性由這些電阻的組成決定并主導。

在圖1中，NTH4L020N120SC1的RDS(ON)在150°C時比在室溫約25°C時增加了31%，而 NTH4L022N120M3S在相同條件下增加了74%。該結果表明SC1在同樣條件下很大程度上受溝道電阻影響。當系統負載變重時，高溫下的增加越少，導通損耗就越低。僅就導通損耗而言，SC1可能優于M3S。然而，由于在高開關頻率下運行的應用中，導通在損耗中的比例相對較低，所以在應用中這并不占優勢。事實上，受溝道電阻的影響，與第二代相比，SC1需要更高的正柵極偏置（V_GS）才能完全導通，這就需要在驅動電路上進行額外的設計。因此，M3S更適合快速的開關應用。

圖 1. 歸一化 RDS(ON)與溫度的關系

V_GS(TH)，溫度依賴性

閾值電壓 V_GS(TH)是使源極和漏極之間形成溝道的最小柵極偏置。具有負溫度系數。在相同的技術下，具有較低V_GS(TH)也會具有較低的RSP，但降低V_GS(TH)存在障礙。較低的V_GS(TH)抗噪性較差，會通過米勒電容產生的dv/dt引起電流尖峰，通過共源電感上的di/dt引起電壓尖峰，導致寄生電感和電容之間的諧振。這會使電路和PCB布局設計變得復雜。

在圖2中，M3S顯示出與SC1相同的V_GS(TH)溫度依賴趨勢，并在與標準樣本的實際測量中，高溫下的V_GS(TH)略高，盡管數據手冊中的典型V_GS(TH)分別為2.72V和2.70V，但這表明M3S即使在V_GS(TH)相似的水平下也實現了更好的RSP性能。NTH4L022N120M3S在數據手冊中的最小值V_GS(TH)高0.2V，2.04V對比1.8V，可以降低噪聲干擾。

圖 2. 閾值電壓與溫度的關系

VGS(OP)，推薦工作柵極電壓

推薦的工作柵極驅動電壓，是通過考慮性能（如 RDS（ON）、開關損耗（EON、EOFF）、體二極管的正向壓降（VF）及其反向恢復損耗（EREC））和可靠性，特別是柵極氧化層質量來確定的。

如表2所示，M3S推薦使用-3V作為負柵極偏置供電電壓，18V作為正柵極偏置，而 SC1對應的電壓為-5V/20V。SC1需要更高電壓的原因是對通道的控制不如M3S。較高的VGS（OP）也需要在VGS中有更高的最大額定值，以保證足夠的設計余量，從而導致柵極氧化層厚度增加，降低了通道遷移率和跨導，減慢了開關速度。

此VGS（OP）是推薦值，并非唯一可用的值?？梢栽谧畲骎GS 范圍內根據每個系統的要求進行選擇。適當的VGS（OP）選擇在“如何選擇合適的VGS（OP）”部分中進行詳細描述。

表 2. 1200V碳化硅MOSFET的柵源電壓

Q_G(TOT)，總柵極電荷

總柵極電荷指MOSFET導通或關斷瞬態過程中所需的電荷量。電荷量是電流乘以時間（Q=I*t）。這意味著更高的Q_G(TOT)需要在相同時間內提供更高的柵極驅動電流，或者在相同柵極電流下需要更長的時間來進行柵極驅動，這需要柵極驅動電路具有更高的驅動能力。

給定條件下，NTH4L022N120M3S的電荷量為135nC，并且R_DS(ON)*Q_G(TOT)的FOM（Figure of Merit，品質因數）因子比NTH4L020N120SC1降低了44%，這意味著在相同的R_DS(ON)器件中，只需要56%的柵極電荷進行開關。由于這一特性，可以減輕柵極驅動的負擔，對柵極驅動器的灌電流和拉電流能力要求更低，更便于并聯操作。

圖 3. 總柵極電荷

E_OSS，在C_OSS中存儲能量

MOSFET在節點間必然存在寄生電容，柵極和源極之間的C_GS、柵極和漏極之間的C_GD、漏極和源極之間的C_DS。在瞬態響應期間，這些電容需要充電和放電，這限制了電壓斜率dv/dt。較大的輸出電容（C_OSS=C_GD+C_DS）需要更長的時間和更大的能量來進行充電和放電。在硬開關場景中，如果再次放電時沒有回收到其他存儲組件中，C_OSS中充電后存儲的能量將通過MOSFET的通道或其他寄生電阻耗散。E_OSS的損耗包含在器件的開關損耗中，與高電流下的開關損耗相比，這種電容性損耗在低電流下看起來并不大，比如系統輕負載場景。由于E_OSS取決于漏源電壓，而不是電流，因此成為輕負載時效率的關鍵損耗。更大的E_OSS 對磁化電感的選擇要求更高，會使軟開關應用的設計變得困難。

圖4顯示M3S的E_OSS要低得多。在R_DS(ON)*E_OSS的品質因數圖中，M3S比SC1減少了44%，因此能在系統輕負載時提供更高的效率，并便于變壓器和電感部分的設計。

圖 4. E_OSS，C_OSS 中的儲存能量

外部碳化硅SBD的電感硬開關特性

導通和開關損耗（E_ON、E_OFF）是系統效率中的非常關鍵的參數。特別是對于高開關頻率拓撲的應用，要實現高效率，那么降低開關損耗比降低導通損耗更重要。更好的開關性能可以提高開關頻率，有助于減小電感器、變壓器和電容器等能量存儲元件的尺寸，從而減小系統的體積。

開關損耗可以在雙脈沖測試電路中測量?；鹃_關波形如圖5(a)所示。損耗的開關周期定義為：E_ON從柵極增加的10%到V_DS=0V，E_OFF從柵極下降的90%到I_D=0A。開關條件為 V_DS=800V，V_GS=?3V/18V，R_G=4.7Ω，25°C。續流二極管用作碳化硅SBD（肖特基勢壘二極管），型號為FFSH30120A，對E_ON沒有反向恢復電荷影響，只有電容損耗影響E_ON。產品封裝為TO247-4L，提供開爾文源極連接，消除了柵極驅動回路中共源寄生電感的影響。門極驅動I_C采用14A灌電流和拉電流能力，預留空間足夠大，因此開關不受門極驅動的限制。雙脈沖測試電路的寄生回路電感從直流鏈路正極(+)到地測量值為30nH。

圖5(b)顯示在給定條件下，NTH4L022N120M3S實現了開關性能的大幅提升，E_OFF降低了40%，E_ON降低了20-30%，總開關損耗比NTH4L020N120SC1降低了34%。在高開關頻率的應用中，將消除在“R_DS(ON)溫度系數”部分中描述的較高R_DS(ON)溫度系數的缺點。M3S在這類應用中進行了一系列優化。

由于電容不是獨立于溫度的，并且碳化硅SBD只有電容損耗，隨著溫度的升高，開關損耗不會顯著增加，但可能會因測量誤差，外部電阻器和驅動芯片等發熱引起的第三方因素而增加幾個百分點。

（a）理論電感開關波形

（b）@ VDS = 800 V, VGS = -3 V/18 V, RG = 4.7 Ω, 25°C, Lσ = 30 nH 時的電感開關損耗與漏電流

圖 5. 電感開關損耗

體二極管特性

安森美碳化硅MOSFET也具有與硅MOSFET類似的pn結本征雙極體二極管。由于材料的寬帶隙特性，碳化硅MOSFET的正向電壓相對高于硅MOSFET，因為pn結的內置電壓更高。一般來說，IGBT芯片在封裝內有一個額外的獨立二極管，稱為共封裝或反并聯，IGBT是單向器件，除非它是反向導通IGBT技術。因此，IGBT在共封裝二極管的選擇上有更多的選擇，如低V_F 二極管、快速恢復二極管或碳化硅SBD。無論是體二極管還是共封裝二極管，都需要用于從相反的直流輸入連接旁路反向電壓，或在軟開關應用中用于ZVS，或在橋式拓撲中的硬開關中作為續流二極管，這需要更快的反向恢復以提高系統效率。

圖6顯示了推薦的-3V負偏置下的漏電流的正向電壓特性，稱為第三象限特性。與硅 PIN二極管約1.5~3V和碳化硅SBD約1.5V相比，NTH4L020N120SC1在40A和25°C時的V_F相對較高，為3.8V，NTH4L022N120M3S為4.5V。對于二極管導通損耗至關重要的情況下，需要采用正柵偏壓如18V的SR（同步整流器）模式操作，這是降低導通損耗的最有效方法，通過反向導通電流從源極到漏極，其中壓降隨R_DS(ON) 變化而變化。否則，將需要額外的二極管實現。

圖 6. 體二極管正向電壓

與大多數載流子器件如碳化硅肖特基勢壘二極管不同，碳化硅MOSFET的體二極管通過PIN二極管結構中的少數載流子注入而具有反向恢復電荷（Q_RR），注入到輕摻雜漂移區的少數載流子需要時間釋放，稱為反向恢復時間（tRR）。在釋放電荷期間，二極管會消耗損耗，稱為反向恢復損耗（E_REC）。由于注入的少數載流子更多，復合壽命更長，隨著溫度的升高會增加。圖7顯示NTH4L022N120M3S比NTH4L020N120SC1具有更快的恢復時間和更低的恢復電荷，提高了約40%~50%。即使在VF較高的情況下，M3S由于具備卓越的反向恢復特性，在體二極管與有源開關換向的橋式拓撲中也能提供更好的性能，特別是對于高頻應用。

圖 7. 體二極管的反向恢復

自體二極管的導通開關性能，E_ON(BD)

在橋式拓撲中，體二極管與有源開關換向。在反向恢復期間，電橋短路并產生直通電流I_peak如圖 5 (b) 所示，這使得E_ON變大。較高的Q_RR和較長的t_RR會導致較高的I_peak，從而導致電橋拓撲中的E_ON較高。

圖8是在同一雙脈沖測試臺上，在指定條件下，自體二極管的導通開關損耗 (E_ON(BD))的結果。NTH4L022N120M3S的E_ON(BD)比NTH4L020N120SC1低45%。這個值碳化硅SBD增加了30%，這意味著Q_RR對E_ON損耗的影響。

從V_F、Q_RR和E_ON(BD)的結果可以看出，M3S的體二極管是針對高頻應用設計的，并且隨著開關頻率的增加而更具優勢。

圖 8. 體二極管的導通開關損耗 @V_DD = 800 V，V_GS = ?3 / 18 V，R_G = 4.7，L_σ = 30 nH