電流模式控制降壓變換器在LTspice中的實(shí)現(xiàn)

在本文中，我們使用LTspice來討論電流模式控制（CMC）降壓調(diào)節(jié)器中電壓誤差放大器和PWM發(fā)生器的操作。

在前一篇文章中，我介紹了一種LTspice降壓轉(zhuǎn)換器，它使用電流模式控制（CMC）從10V輸入產(chǎn)生5V調(diào)節(jié)輸出。我已經(jīng)復(fù)制了圖1中的示意圖。

CMC降壓轉(zhuǎn)換器的LTspice示意圖。

圖1。峰值CMC降壓轉(zhuǎn)換器的LTspice示意圖。

該架構(gòu)由四個(gè)子系統(tǒng)組成：功率級、電流感測電路、誤差放大器和PWM發(fā)生器。我們在第一篇文章中介紹了功率級和電流感測電路；在本文中，我們將重點(diǎn)介紹誤差放大器和PWM發(fā)生器。

電壓誤差放大器

電流模式控制要求我們對電感器電流進(jìn)行采樣，并將該信息納入調(diào)節(jié)方案。然而，我們?nèi)匀恍枰垒敵鲋邪l(fā)生了什么。誤差放大器（圖2）將VOUT“誤差”——實(shí)際VOUT和期望VOUT之間的差——轉(zhuǎn)換為可以驅(qū)動有效閉環(huán)控制動作的信號。

具有電流模式控制的LTspice降壓轉(zhuǎn)換器的誤差放大器部分。

圖2:圖1中的電壓誤差放大器部分示意圖。

電壓反饋從電阻分壓器開始，該分壓器由RFB1和RFB2組成。該組件的方程式為：

等式1。

插入原理圖中的電阻值后，這變成：

等式2。

電阻器值被選擇為使得VFB大約是VOUT的24%。因此，一個(gè)完美的5.0 V輸出將產(chǎn)生1.2 V的VFB，這就是為什么參考電壓（VREF）被設(shè)置為1.215 V。它不完全等于VFB，但我認(rèn)為差值足夠小，可以忽略。

對于非常低頻的信號，該支路作為開環(huán)放大器工作。我們之所以知道這一點(diǎn)，是因?yàn)閮蓷l反饋路徑都有電容器，隨著我們接近直流電，這些電容器看起來越來越像開路。

對于導(dǎo)致VOUT漂移遠(yuǎn)離VREF的緩慢輸出變化，放大器是反相比較器。從圖3的左側(cè)開始，當(dāng)VOUT小于約5.0 V（且VFB<1.215）時(shí)，控制信號（VCONTROL）為高電平。在大約5ms時(shí)，VOUT超過5.0V（且VFB>1.215），并且VCONTROL切換到低。

請注意，圖3中的信號標(biāo)簽遵循完整示意圖中的標(biāo)簽：VOUT是調(diào)節(jié)器的輸出，而不是放大器的輸出。根據(jù)CMC圖中常用的術(shù)語，放大器輸出標(biāo)記為VCONTROL。

正在討論的CMC降壓轉(zhuǎn)換器在低頻下的模擬調(diào)節(jié)器和放大器行為。

圖3。調(diào)節(jié)器和放大器在低頻下的行為。

在高頻下，誤差放大器看起來更像反相運(yùn)算放大器配置，增益為RCOMP/RFB2（約2.7V/V）。補(bǔ)償組件（RCOMP和CCOMP）根據(jù)所需的環(huán)路動態(tài)特性修改運(yùn)算放大器的傳遞函數(shù)。

CHF產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)，有助于抑制非常高頻的噪聲，這在快速開關(guān)晶體管附近一直是一個(gè)問題。如果您有興趣了解更多有關(guān)CMC環(huán)路動力學(xué)的信息，我推薦TI應(yīng)用說明：“理解和應(yīng)用當(dāng)前模式控制理論?！?/p>

用于開關(guān)控制的PWM生成

電流模式控制器的基本目的是以產(chǎn)生和保持所需輸出電壓的方式導(dǎo)通和關(guān)斷功率級晶體管。這項(xiàng)任務(wù)由圖4中的子電路完成，該電路由一個(gè)比較器和一個(gè)SR鎖存器組成。

在正常電路操作期間，CMPR信號經(jīng)由PWMR信號連接到SR鎖存器的R輸入。PWMR信號的用途將在未來的文章中介紹。

CMC降壓轉(zhuǎn)換器的LTspice示意圖中顯示比較器和SR鎖存器的部分。

圖4。CMC降壓轉(zhuǎn)換器的比較器和SR鎖存器。

IND_RAMP信號是表示通過電感器的電流的電壓，CONTROL是電壓誤差放大器的輸出。A1組件“diffschmtbuf”是LTspice的具有差分輸入的施密特觸發(fā)緩沖器的行為模型。我們可以定義diffschmtbuf參數(shù)如下：

vhigh=15：將邏輯高電壓（vhigh）設(shè)置為15V，使其與鎖存器使用的邏輯電平保持一致。

vt＝0：將閾值電壓（vt）設(shè)置為從負(fù)輸入偏移0V。這導(dǎo)致IND_RAMP高于或低于CONTROL時(shí)輸出切換。

vh=10m：施加10mV的滯后。

我們將vt設(shè)置為0V，以便一旦正輸入高于或低于負(fù)輸入，輸出就會轉(zhuǎn)變（滯后10mV時(shí)有輕微延遲）。

當(dāng)IND_RAMP電平超過CONTROL電平時(shí)，將發(fā)生以下事件序列：

比較器輸出變?yōu)檫壿嫺唠娖健?/p>

先前由調(diào)節(jié)器振蕩器設(shè)置的SR鎖存器復(fù)位。

變化的設(shè)置/復(fù)位動作表現(xiàn)為PWM開關(guān)控制信號中的變化的占空比。

如果這個(gè)支路中信號相互作用的細(xì)節(jié)對你來說還有點(diǎn)模糊，不要擔(dān)心。在下一篇文章中，我們將使用模擬圖來更詳細(xì)地檢查它們。

坡度補(bǔ)償

在我們結(jié)束之前，我想簡要討論一下斜率補(bǔ)償，它沒有出現(xiàn)在我的LTspice實(shí)現(xiàn)中，但出現(xiàn)在我所基于的CMC降壓轉(zhuǎn)換器示意圖中。對于我的目的來說，斜率補(bǔ)償似乎是一個(gè)不必要的復(fù)雜問題——然而，峰值CMC通常會從中受益。

當(dāng)占空比高于50%時(shí)，峰值CMC易受一種稱為次諧波振蕩的不穩(wěn)定性的影響。斜率補(bǔ)償通過使用斜坡波形來修改進(jìn)入比較器的兩個(gè)信號之間的關(guān)系來減輕這種影響。對于那些想了解更多信息的人來說，本主題的申請說明包含了豐富的信息。

總結(jié)

我希望這篇文章和上一篇文章一起，能讓您大致了解峰值CMC降壓轉(zhuǎn)換器的不同部分是如何協(xié)同工作的。下一次，我們將使用模擬電壓波形來更徹底地檢查LTspice電路的電氣行為。