構(gòu)建超低功耗精密高邊電流檢測電路，你的選擇是？

精密微安級高邊電流測量需要一個小阻值檢測電阻和一個低失調(diào)電壓的放大器。LTC2063零漂移放大器的最大輸入失調(diào)電壓僅為5 μV，僅需消耗1.4 μA的電流，是構(gòu)建完整的超低功耗精密高邊電流檢測電路的理想選擇（如圖1所示）。

圖1. 基于LTC2063零漂移放大器的精密高邊電流檢測電路。

該電路僅需2.3 μA至280 μA的電源電流即可檢測100 μA至250 mA寬動態(tài)范圍電流。LTC2063非常低的失調(diào)電壓使該電路能夠與低至100mΩ的分流電阻配合工作，從而使得最大分流電壓限值僅為25 mV。這可以大幅減小分流電阻上的功率損耗，并大大提 高負(fù)載可用功率。LTC2063的軌到軌輸入允許該電路在非常小的負(fù)載電流下工作，其輸入共模幾乎正好處于電源軌上。LTC2063的集成EMI濾波器可在高噪聲條件下保護(hù)器件免受RF干擾。

對于給定的檢測電流，該電路的電壓輸出為：

零點(diǎn)

電流檢測解決方案的一項(xiàng)關(guān)鍵指標(biāo)是零點(diǎn)，或在沒有檢測電流時產(chǎn)生的輸出折合到輸入端的等效誤差電流。零點(diǎn)通常由放大器的輸入失調(diào)電壓除以R_SENSE決定。LTC2063的低輸入失調(diào)電壓典型值為1 μV，最大值為5 μV，低輸入偏置和失調(diào)電流典型值為1 pA至3 pA，因此，折合到輸入端的零點(diǎn)誤差電流典型值僅為10 μA(1 μV/0.1 Ω)，最大值為50 μA (5 μV/0.1 Ω)。這種低誤差使檢測電路能夠在低至其指定范圍內(nèi)的最小電流(100 μA)時仍然保持其線性度，不會因分辨率損耗而在低量程范圍內(nèi)產(chǎn)生一個固定的失調(diào) 值導(dǎo)致線性度變平（如圖2所示）。所得的輸入電流與輸出電壓關(guān)系曲線在整個電流檢測范圍內(nèi)都是線性的。

圖2. 低端無固定失調(diào)值，I_SENSE可低至100 μA。

零點(diǎn)誤差的另一個來源是輸出PMOS在零柵極電壓時的漏極電流或IDSS, 即PMOS標(biāo)稱為關(guān)閉(|V_GS| = 0)時存在于非零V_DS上的寄生電流。具有高I_DSS漏電流的MOSFET在沒有I_SENSE時將產(chǎn)生一個非零正VOUT值。

本設(shè)計中使用的晶體管為英飛凌的BSP322P，它在|V_DS| = 100 V時的I_DSS 上限值為1 μA?？蓪Ρ緫?yīng)用中BSP322P的典型I_DSS 進(jìn)行一個合 理估計，在室溫條件且V_DS= –7.6 V時，II_DSS僅為0.2 nA，因此僅產(chǎn)生1 μV的誤差輸出，或等效于測量0 A輸入電流時產(chǎn)生100 nA的輸入電流誤差。

架構(gòu)

LT1389-4.096 基準(zhǔn)電壓源以及由M2、R2和D1組成的自舉電路構(gòu)成超低功耗的隔離3 V電源軌（4.096 V + M2的V_TH ，后者典型值為-1 V），LTC2063可防止達(dá)到5.5 V的絕對最大電源電壓值。盡管串聯(lián)電阻也能滿足建立偏置電流的需求，但使用晶體管M2可以提供更高的整體電源電壓，同時還可將電源范圍高邊的電流消耗限制在僅為280 μA。

精密

LTC2063的輸入失調(diào)電壓導(dǎo)致折合到輸入端的固定電流誤差為10 μA（典型值）。在250 mA滿量程輸入中，所產(chǎn)生的失調(diào)誤差僅為0.004%。在低端，100 μA中的10 μA代表10%的誤差。由于失調(diào)是恒定的，因此可以對其進(jìn)行校準(zhǔn)。圖3顯示，由LTC2063、不匹配的寄生熱電偶以及所有寄生串聯(lián)輸入電阻產(chǎn)生的總失調(diào)僅為2 μV。

圖3. 采用4.5 V最小電源時在整個I_SENSE范圍內(nèi)V_IN至V_OUT 的轉(zhuǎn)換。200.7μV的輸出失調(diào)除以100.05 V/V電壓增益，表示RTI輸入偏置為2μV。

圖3所示的增益為100.05 V/V，它比構(gòu)建時由R_OUT和R_IN的實(shí)際值給定的預(yù)期增益（即4.978 kΩ/50.4 Ω = 98.77 V/V）大1.28 V/V。該誤 差可能是由LTC2063的輸入端與R_SENSE之間500mΩ左右的寄生串聯(lián)電阻所導(dǎo)致。

該電路輸出不確定性的主要來源是噪聲，因此，使用并聯(lián)大電容進(jìn)行濾波對于降低噪聲帶寬從而降低總綜合噪聲至關(guān)重要。使用1.5 Hz輸出濾波器時，LTC2063會使折合到輸入端的低頻噪 聲增加約2 μV p-p。在盡可能長的持續(xù)時間內(nèi)平均輸出，進(jìn)一步減少由于噪聲引起的誤差。

該電流檢測電路中的其他誤差源包括在LTC2063輸入端與R_SENSE串聯(lián)的寄生板級電阻、增益設(shè)置電阻R_IN和R_OUT的電阻值容差、增益設(shè)置電阻的溫度系數(shù)不匹配以及由寄生熱電偶引起的運(yùn)算放大器輸入端的誤差電壓?？梢酝ㄟ^使用開爾文連接檢測R_SENSE4引腳檢測電阻以及使用與R_IN和R_OUT的關(guān)鍵增益設(shè)置路徑具有相似或更低溫度系數(shù)的0.1%電阻來大幅降低前三個誤差源。為了消除運(yùn)算放大器輸入端的寄生熱電偶，R1應(yīng)與R_IN具有相同的金屬端子。還應(yīng)盡可能避免在輸入端的不對稱熱梯度。

以滿量程2.5 V輸出為基準(zhǔn)，所有誤差源的總貢獻(xiàn)最多為1.4%（如圖4所示）。

圖4. 誤差百分比在整個讀數(shù)范圍內(nèi)保持在1.4%以下。

電源電流LT1389-4.096和LTC2063在最小V_SUPPLY和I_SENSE（4.5 V和100 μA）時所需的最小電源電流為2.3 μA，在最大V_SUPPLY和I_SENSE （90 V和 250 mA）時則可達(dá)280 μA（如圖5所示）。除了有源組件消耗的電流外，V_SUPPLY還需要提供流經(jīng)M1的輸出電流I_DRIVE，該電流與輸出電壓成比例，范圍從1.0 mV輸出時的200 nA (I_SENSE為100 μA時）到2.5 V輸出時的500 μA（ ISENSE 為250 mA時）。因此，除I_SENSE外，總的電源電流范圍為2.5 μA至780μA。將 R_OUT設(shè)置為5 kΩ以獲得合理的ADC驅(qū)動值。

圖5. 電源電流隨電源電壓而增加，但不會超過280 μA。

輸入電壓范圍

在這種架構(gòu)中，最大電源取決于PMOS輸出端可以承受的最大|V_DS|。BSP322P的額定電壓為100 V，因此90 V是一個合適的工作限值。

輸出范圍

此設(shè)計可以驅(qū)動5 kΩ負(fù)載，因此適合作為眾多ADC的驅(qū)動級。它的輸出電壓范圍為0 V至2.5 V。由于LTC2063具有軌到軌輸出，因此最大的柵極驅(qū)動僅受限于LTC2063的裕量。在本設(shè)計 中，典型值為3 V，它由LT1389-4.096的4.096 V加上M2的V_TH典型值–1 V設(shè)定。

因?yàn)樵撾娐返妮敵鰹殡娏鳎噪妷?、接地或引線失調(diào)都不會影響精度。因此，可以在輸出PMOS M1和ROUT之間使用長引線，從而允許R_SENSE位于待檢測電流附近，而R_OUT位于ADC和其他信號鏈后續(xù)級附近。長引線的缺點(diǎn)是增加了EMI敏感度。R_OUT兩端的100 nF C3可在有害EMI到達(dá)下一級前對其進(jìn)行分流。

速度限制

由于LTC2063的增益帶寬乘積為20 kHz，因此建議使用此電路來測量20 Hz或頻率更低的信號。22 μF的C2與負(fù)載并聯(lián)，可將輸出噪聲濾波為1.5 Hz，以提高精度并保護(hù)后續(xù)電路免受突發(fā)電流浪涌影響。該濾波的代價是建立時間更長，尤其是在輸入電流范圍的最低端。

結(jié)論

LTC2063具有超低輸入失調(diào)電壓、低IOFFSET和低IBIAS以及軌到軌輸入，可在100 μA至250 mA全范圍內(nèi)提供精密電流測量。該電路的最大電源電流為2 μA，因此在大部分工作范圍內(nèi)都能以遠(yuǎn)低于280 μA的電源電流運(yùn)行。LTC2063的低電源電流以及低電源電壓要求使其能夠利用基準(zhǔn)電壓源供電并且綽綽有余。