適用于5G毫米波天線封裝應用的雙頻雙極化平面天線

本文介紹了一種雙頻雙極化天線，工作頻率范圍為 24 至 40 GHz，工作頻率范圍為 5G 新無線電 （NR） 毫米波 （mm-Wave） 頻率范圍 2 （FR2）。該文提出一種新穎的環(huán)形貼片堆疊排列方式，以實現(xiàn)寬雙頻段工作和穩(wěn)定的增益。在較低 （24.25–29.5 GHz） 和較高 （37–40 GHz） FR2 頻段工作的兩對堆疊環(huán)形貼片交替集成在四個金屬層上。由于堆疊配置，該天線提供急劇滾降和類似濾波器的響應，工作頻帶之間的輻射為零。該天線采用孔徑耦合和帶狀饋電，符合封裝天線 （AiP） 要求。所提出的單天線元件和2×2陣列是使用標準商業(yè)印刷電路板 （PCB） 制造設施制造的。測量結果顯示，在阻抗匹配、隔離、輻射方向圖和實際增益方面與仿真結果相當一致。該設計是5G毫米波基站天線陣列的有前途的候選者。

與下一代無線通信系統(tǒng)相關的研究和商業(yè)活動正在與5G網(wǎng)絡部署并行發(fā)展。毫米波（mm-Wave）通信是5G網(wǎng)絡中的一項關鍵使能技術，因為它為高數(shù)據(jù)速率應用提供了寬帶寬[1]。從天線電氣性能的角度來看，毫米波頻率存在不同的設計挑戰(zhàn)，例如需要寬工作帶寬、穩(wěn)定的增益和適合波束掃描應用的對稱輻射方向圖。通常，寬帶或多頻段天線旨在覆蓋多頻段分配。多頻段天線設計需要在天線的外形尺寸、可制造性和成本結構之間取得平衡。由于這些頻率的高路徑損耗和信號衰減，需要高定向天線或相控陣來滿足鏈路預算要求[2]，[3]。天線設計還必須滿足陣列要求，例如最大元件尺寸、相互耦合和波束寬度。對于高度集成的無線系統(tǒng)，通常采用封裝天線（AiP）技術。事實證明，它在毫米波頻率下既經(jīng)濟又可靠;天線設計還需要遵循所用AiP技術的構建設計規(guī)則[4]。此外，雙極化天線是首選，因為它們具有更好的多徑衰落性能和通信信道容量的改善[5]。然而，由于輸入端口彼此靠近，因此在雙極化天線中實現(xiàn)高隔離度和良好的交叉極性鑒別（XPD）具有挑戰(zhàn)性[6]。
平面天線具有外形小巧、易于與毫米波前端集成且經(jīng)濟高效的優(yōu)點。最近，人們提出了不同的平面天線解決方案來滿足毫米波AiP的要求。對于AiP應用，當性能、可重復性和可靠性至關重要時，低溫共燒陶瓷（LTCC）技術通常是首選[7]，而多層有機堆積基板是一種具有成本效益的解決方案[8]。對于LTCC技術，[9]中介紹了一種具有差分饋電的雙極化平面孔徑天線，工作頻率為60 GHz。該天線具有寬帶寬和高增益，幾何形狀簡單。最近，一種基于貼片天線的具有濾波響應的雙極化天線陣列已被證明用于5G毫米波應用[10]。
同樣，在[4]中提出了一種使用探針饋電堆疊貼片的Ka波段AiP，用于多層印刷電路板（PCB）技術。演示的帶寬為0.8 GHz，30.8 GHz時的峰值增益為3.8 dBi。同樣，對于寬帶毫米波應用，磁電 （ME） 偶極子也是一個有吸引力的選擇。它提供寬帶寬和穩(wěn)定的輻射方向圖，具有低交叉極化。在[11]中，線性極化ME偶極子覆蓋了22至33 GHz的寬帶寬和平坦的增益響應。最近，一種薄型垂直極化ME單極天線在[12]中得到了證明，該天線覆蓋了23.5至44 GHz的更寬帶寬，峰值增益為7 dBi。對于具有濾波功能的天線應用，已經(jīng)為5G通信展示了一種具有可控零點的差分饋電、雙極化堆疊貼片[13]。Deckmyn等[14]提出了一種基于四分之一模式基板集成波導（SIW）腔的雙頻陣列，工作在28和38 GHz頻段。演示的天線制造簡單，但僅提供線性極化;此外，可用頻譜僅部分利用。據(jù)觀察，許多具有寬工作帶寬的前景天線解決方案正在毫米波頻譜的各種技術中得到展示。然而，在這些頻率下，只有少數(shù)具有雙頻段或多頻段性能的結構被報道。它們能夠抑制所需頻段以外的輻射，有助于減輕收發(fā)器濾波電路的負載。
對于 AiP 應用，微帶貼片天線因其低剖面和易于集成而成為首選。然而，由于微帶天線的固有特性，也存在相關的挑戰(zhàn)，例如窄帶寬、表面波和損耗[15]。在驅(qū)動貼片或天線堆疊上放置寄生貼片是增強貼片天線帶寬的眾所周知的技術。通常，寬帶 [16] 或雙頻 [17] 操作都通過貼片堆疊技術進行演示。然而，所提出的新型天線配置結合了兩對堆疊的環(huán)形貼片，如圖1所示。四個環(huán)形貼片諧振器交替合并，以實現(xiàn)寬雙頻段操作。此外，貼片堆疊還提供精細可調(diào)諧的輻射零點，這對于在帶邊實現(xiàn)嚴格的濾波要求很有用，而專用濾波器相對難以達到這些要求。由于額外的金屬層而增加的復雜性和成本是實現(xiàn)更好性能的合理權衡。此外，在AiP的情況下，射頻電路的互連通常需要多個金屬層。為了保持組合堆棧的對稱性并避免違反PCB堆積規(guī)則，天線堆棧通常需要額外的金屬層[4]。
 

圖 1.用于寬雙頻操作的堆疊拓撲結構。

本文介紹了一種雙頻雙極化天線，該天線覆蓋了5G新無線電（NR）頻率范圍2（FR2）[18]的n257、n258、n260和n261頻段。從 24.25 到 29.5 GHz 的較低頻段以 19.5% 的小數(shù)帶寬覆蓋 n257、n258 和 n261 頻段，而從 37 到 40 GHz 的較高頻段以 8% 的小數(shù)帶寬覆蓋 n260 頻段。此前，所提出的設計的初步仿真結果已在[19]中提出。在第 2 節(jié)中，介紹了天線配置，然后是饋電設計和天線操作的解釋。還討論了其匹配、增益和濾波特性，以及確定關鍵參數(shù)如何影響天線性能的參數(shù)研究。單個元素的模擬和測量結果和2×2 數(shù)組在第 III 節(jié)中介紹。最后，第四節(jié)結束了這項工作。

第二節(jié).天線配置與設計
A. 天線配置
對于微帶貼片天線設計，通常首選低介電常數(shù)和低損耗材料，以獲得更好的帶寬和效率。(byEEPW)此外，在 AiP 中，需要考慮所選材料的多層制造。在這里，Panasonic Megtron 7 [20] 系列層壓板和預浸料因其超低損耗和多層特性而被選中。層壓板和預浸料的型號分別為 R-5785（N） 和 R-5680（N），布料樣式為 3313。選擇這些材料，使所有使用的材料在工作頻率下具有相同的介電常數(shù) 3.34 和 0.003 的耗散因數(shù)。由于介電常數(shù)取決于所選層壓板的層厚，因此將多個相同厚度的層堆疊在一起以實現(xiàn)均勻的介電常數(shù)，如圖 2 所示。這也簡化了仿真模型，并最大限度地減少了制造過程中的變化。
 

圖 2.擬議天線的堆疊。所有預浸料層的厚度均為 0.1 毫米。

所提出的天線的PCB堆疊層（圖2）中有9個金屬層、7個基板層和6個預浸料層。金屬層 M1–M4 用堆疊的環(huán)形貼片蝕刻，M5 和 M8 是連接的接地平面，而正交饋線位于 M6 和 M7 上用于雙極化。獨立天線表征需要帶有微帶饋電和過孔焊盤的 M9 層，AiP 可以排除在外。
激光通孔將 M9 層連接到 M8，而 M9 通過盲孔連接到 M5。通常， 在 PCB 制造過程中， 盲孔直徑應至少等于所需的深度， 而通孔可以加工成厚度低得多， 具體取決于可用的技術.為了減小盲孔的直徑，PCB制造分兩步完成。首先，用通孔構建包含M9至M5層的子堆棧，然后在第二步中將其與剩余的堆棧（M4至M1）層壓在一起。

B. 材料設計
成功采用探頭饋送和孔徑耦合技術來激勵AiP應用的貼片天線[7]，[8]。在這里，孔徑耦合用于饋送天線，因為它限制了雜散饋電輻射由于公共接地層而使天線輻射方向圖失真[21]。圖3給出了所提出的天線的三維仿真模型，圖4顯示了每個金屬層（M1-M8）的二維視圖。層 M9 僅包含一個50 Ω 微帶進料和焊盤，并且上面沒有可調(diào)尺寸。所有優(yōu)化的維度均列于表I中。M5層是第一個（公共）接地層，而第二個接地層（M8層）用于將天線饋電與收發(fā)器電路隔離，以避免可能的反饋或振鈴問題[22]。第二個接地層使平行板模式出現(xiàn)在天線帶狀線饋電層中。這些模式的存在可能會降低天線匹配和效率。在槽孔周圍放置短路通孔是抑制這些模式的實用解決方案。但是，它們會顯著影響天線阻抗，因此必須明智地定位。雖然建議通孔間距約為導波波長的十分之一[23]，但最小間距不能低于PCB制造規(guī)則允許的間距。在這里，在交叉槽孔周圍放置了八個短路通孔，并在迭代仿真中調(diào)整了它們的位置以抑制不需要的模式。
表一 優(yōu)化了所提設計的參數(shù)。（單位：毫米，除外θH S，V S以度為單位）
 
 

圖 3.擬議天線的分解 3D 模型（不按比例縮放）。

 
圖 4.金屬層和所提出模型的 M5-9 坐標。

天線由50 Ω M9 層上的微帶線，用于垂直和水平偏振。微帶饋線通過饋線（中心）通孔連接到帶狀線。設計了垂直微帶到帶狀線的準同軸過渡，以最大限度地減少反射。饋電通孔被接地通孔圍欄包圍，因為增加接地通孔的數(shù)量可以提高帶寬[24]。在這里，四個接地通孔放置在進料通孔周圍。為了優(yōu)化匹配，調(diào)整了 M8 和 M9 層上地面切口的直徑以及地面通孔圍欄和饋通之間的距離。M5層上的耦合孔類似于H形槽，所有邊緣都經(jīng)過倒角以增強耦合[25]。交叉槽由正交的雙偏移饋線饋電，蝕刻在 M6 和 M7 層上，用于垂直和水平極化。這些不對稱帶狀線結構夾在兩個接地平面之間，基板厚度為 0.6 mm。為了實現(xiàn)寬帶寬，針對饋線的無功功率分配器優(yōu)化了線性錐形T型結。這些進料管線以徑向短截線端接。(byEEPW)
C. 天線設計
為了理解所提出的設計的操作，本文介紹了天線的演化，從單個孔徑耦合貼片（第 1 階段）開始，逐步發(fā)展到四個堆疊貼片（第 4 階段）。一次添加一個環(huán)形補丁顯示了多個補丁如何在兩個不同的頻段上提供寬帶操作。為了簡單起見，研究了單極化天線。圖 5 顯示了所研究階段 1-4 的仿真模型，相應的輸入阻抗（實部的矩形圖）和阻抗軌跡（史密斯圓圖）分別如圖 6 和圖 7 所示。通過所呈現(xiàn)的圖解釋了隨著環(huán)斑塊的增加而出現(xiàn)共振峰值及其相互耦合。最后，根據(jù)其匹配和輻射性能對所有研究階段進行比較。所提出設計的所有仿真和優(yōu)化都是利用 CST 微波工作室 （MWS） 進行的。
 
圖 5.天線演化的仿真模型。（a） 第 1 階段，有單個補丁，P1。（b） 第 2 階段，有兩個堆疊的補丁，P1 + P3。（c） 第 3 階段，有三個堆疊的補丁，P1 + P2 + P3。（d） 第 4 階段，有四個堆疊的補丁，P1 + P2 + P3 + 4。(byEEPW)
 
圖 6.天線演化的輸入阻抗（實部，矩形圖）：（a） 第 1 階段，（b） 第 2 階段，（c） 第 3 階段和 （d） 第 4 階段。
 

圖 7.天線演化的輸入阻抗（史密斯圓圖）：（a） 第 1 階段、（b） 第 2 階段、（c） 第 3 階段和 （d） 第 4 階段。

1） 第 1 階段：
在第一階段，孔徑耦合方環(huán)貼片P1嵌入介電材料的設計，如圖5（a）所示。對于基本 TM11在模式操作中，環(huán)的平均參數(shù)應為微帶寬度的一個導波長。初始環(huán)尺寸可由下式計算 [26]
f=c04(Lo+L我)/2εeff???√(1)
查看源代碼 哪里c0 是自由空間中的光速，f 是方環(huán)天線的基頻，Lo 和L我 分別是它的外長和內(nèi)長，以及εeff 是有效的介電常數(shù)。兩者之間的初始區(qū)別Lo 和L我 可以設置為最小可制造走線寬度，然后可以根據(jù)需要增加該值。貼片距地平面高度的實用值，H1，基于現(xiàn)有文獻和參數(shù)研究，現(xiàn)階段可以選擇。以后可以在存在剩余補丁的情況下對其進行優(yōu)化，以獲得最佳性能。參數(shù)化研究將討論其對天線與時隙耦合和阻抗帶寬的影響。輸入電阻（實部）顯示了圖6（a）中的四個峰值。21.7 GHz 和 43.6 GHz 處的峰值由諧振帶狀線饋電引起，而 26.8 GHz 和 35.3 GHz 處的峰值分別表示環(huán)形貼片和時隙的共振。第一級的阻抗軌跡[圖7（a）]顯示了史密斯圓圖中心的單個環(huán)路。史密斯圓圖上的循環(huán)是由于饋電和貼片共振的耦合。(byEEPW)

2） 第 2 階段：
一種孔徑耦合堆疊環(huán)形貼片天線（P1+ P3）在第二階段設計覆蓋下部工作帶，如圖5（b）所示。上部貼片 P3接近耦合到下部貼片，P1.間距 （H2+ H3） 在斑塊及其尺寸之間進行調(diào)整以產(chǎn)生最大帶寬。間隙基本上控制著貼片之間的耦合。通常，對于任何堆疊貼片設計，僅將下部貼片設計為過耦合，并通過添加頂部貼片來補償輸入阻抗[15]。在圖6（b）中，在輸入電阻圖上可以觀察到五個諧振峰值。由于P的加入，出現(xiàn)了第五個峰值3.據(jù)觀察，由于堆疊，下部貼片的共振轉(zhuǎn)移到較低的頻率。25.8 GHz 和 30.5 GHz 的峰值是由于 P1和 P3分別。圖7（b）顯示了史密斯圓圖中心附近的兩個緊環(huán)。第二個循環(huán)是由于兩個耦合補丁的相互作用。
3） 第 3 階段：
為了實現(xiàn)雙頻帶/高頻段操作，第三個補丁 P2，在兩個較低的帶塊之間引入，如圖5（c）所示。P的諧振頻率2強烈依賴于它與 P 的間距1，因為它充當 P 的基礎2.P的維度效應2及其在 P 之間的位置1和 P3通過參數(shù)研究觀察其工作頻率。在圖6（c）的輸入電阻圖中，37 GHz附近的第六次諧振是由于P2.據(jù)觀察，P2對P的諧振頻率和輸入阻抗沒有影響1和 P3因為階段 2 和 3 的輸入阻抗曲線在較低的工作頻帶處完全重疊。圖7（c）中配置的阻抗軌跡顯示了第三個環(huán)路，這是由于P的耦合2和插槽共振。
4） 第 4 階段：
最后，第四個補丁 P4添加到 P 之上3實現(xiàn)寬雙頻操作，如圖5（d）所示。在這里，P3作為 P 的基礎4其工作頻率取決于其與 P 的間距3.從圖6（d）中可以看出，P4對下部工作頻帶影響不大：P的諧振頻率3隨著輸入阻抗的增加，略微偏移到較低的一側(cè)。在較高頻段，P4P的諧振頻率略有偏移2到較低的一側(cè)，并補償其高輸入阻抗。在圖7（d）中，在阻抗軌跡上可以觀察到三個耦合環(huán)路。P的介紹4拓寬了較低頻段的第二耦合環(huán)路。在較高頻段，P2現(xiàn)在耦合到 P4.(byEEPW)

D. 天線匹配和增益性能
天線設計中所有呈現(xiàn)的級在阻抗帶寬方面的性能如圖 8 所示。具有一個諧振貼片的第一級可以在阻抗帶寬方面部分覆蓋較低的頻帶。在較低頻段，所需的帶寬從24.25到29.5 GHz，是通過兩個堆疊的補丁P實現(xiàn)的1和 P3，在第二階段。通過添加 P2，在設計的第三階段，在較高頻段上實現(xiàn)了大約1 GHz的阻抗帶寬。在最后階段，通過四個貼片在兩個工作頻帶上獲得所需的帶寬，并添加 P4.由于包含 P4.
 
圖 8.天線在所有模擬階段的反射系數(shù)。

圖9比較了不同設計階段的天線增益。在第一階段，由于P，天線主要以較低的頻率輻射1.P的堆疊3在第二階段進一步改善了較低頻段的天線增益。在33 GHz處，由于添加了P，可以觀察到輻射零點（第一個零點3.在第三階段，由于 P2.它不會影響低頻段輻射性能。此外，在36 GHz附近出現(xiàn)第二個零點。4在最后階段進一步改善了上帶的輻射性能。在41.5 GHz附近也實現(xiàn)了第三個零點，盡管由于來自天線接地邊緣的表面波衍射引起的更高頻率的不需要的輻射，它不是很深。此外，由于最后添加的貼片，較低頻段的輻射帶寬略有降低。下面將詳細解釋所提設計的三個零點或濾波特性。
 
圖 9.天線在所有模擬階段的增益。

E. 過濾特性
堆疊貼片配置接近帶寬上限，因為貼片上的表面電流之間的相位差變?yōu)?80°[16]。所提出的設計在 31.5、34.5 和 41.5 GHz 下提供三個輻射零點（圖 9，第 4 級）。為了解釋這些零點，首先，在圖10中比較了貼片諧振器在工作頻率和零點頻率下的電場分布。補丁 P1和 P3耦合頻率為29.0 GHz，工作在較低頻段，如圖10（a）所示。在31.5 GHz處出現(xiàn)第一個輻射零點，這是由于這些場在較低頻帶對之間的反轉(zhuǎn)相位而出現(xiàn)的[圖10（d）]。圖10（b）顯示了P2和 P3在 33 GHz 附近產(chǎn)生不需要的輻射。當該耦合場的相位反轉(zhuǎn)180°時，在34.5 GHz附近出現(xiàn)第二個零點，如圖10（e）所示。同樣，在較高的波段，P2和 P4耦合頻率為39.0 GHz，如圖10（c）所示。當場的相位反轉(zhuǎn)時，在41.5 GHz附近實現(xiàn)第三個零點，如圖10（f）所示。
 
圖 10.比較電場圖，以解釋在31.5、34.5和41.5 GHz下產(chǎn)生三個輻射零點。（一）f = 29.0千兆赫。f = 33.0千兆赫。f = 39.0GHz。（四）f = 31.5千兆赫。f = 34.5千兆赫（六頻）f = 41.5GHz。

圖11顯示了不同頻率下環(huán)形斑片上的表面電流分布，以進一步闡明輻射零點。圖11（a）和（b）分別顯示了29.0和31.5 GHz時貼片上的表面電流?？梢钥闯觯琍1和 P3在 29 GHz 時處于偶數(shù)模式，同時在 31.5 GHz 時更改為奇數(shù)模式，這會導致第一個空。P 上的表面電流2和 P4在這些頻率下保持異相。同樣，圖11（c）和（d）分別給出了33.0和34.5 GHz的表面電流，以解釋34.5 GHz的第二個零點?？梢钥闯?，P2和 P3具有相同的電流方向，在 34.5 GHz 處反轉(zhuǎn)并導致第二個零點。P1和 P4在兩個頻率上保持異相。最后，圖11（e）和（f）分別給出了39.0和41.5 GHz的表面電流，以研究第三個零點。The P2和 P4貼片耦合以在更高的頻帶下工作，零點顯示為P上的表面電流4反轉(zhuǎn)相位。同樣，P1和 P3在兩個頻率上保持異相。需要注意的是，隨著工作頻率的增加，所提出的天線在電上變得更厚。因此，耦合貼片表面電流之間的相位差隨頻率的增加而增加。盡管如此，相位反轉(zhuǎn)條件對于零頻率仍然有效。(byEEPW) 

圖 11.比較斑塊上的表面電流，以解釋（a）處三個輻射零點的產(chǎn)生f = 29.0千兆赫，（b）f = 31.5千兆赫，（c）f = 33.0 千兆赫，（d）f = 34.5 千兆赫，（e）f = 39.0 GHz，以及 （f）f = 41.5 千兆赫。

F. 參數(shù)化研究
提出了參數(shù)化研究，研究了不同參數(shù)對所提天線性能的影響。在下文中，除正在研究的參數(shù)外，所有參數(shù)都保持不變，如表I所示。
1）貼片尺寸的影響：
環(huán)形貼片幾何體提供兩個參數(shù)，L我 和Lo （內(nèi)長和外長），以調(diào)整其諧振頻率、阻抗和帶寬[27]。四個諧振器的每個尺寸都發(fā)生了變化，以觀察其對圖12中擬議設計的輸入電阻的影響。P的諧振頻率1減小，其輸入電阻隨Lo第1 頁 ，如圖12（a）所示。由于頻移，它開始與 P 解耦3.增加Lo第1 頁 還會降低槽諧振頻率。同樣，減少L我p1 導致P的共振頻率增加不顯著1以及其輸入電阻的降低。另一方面L我p1 對P的諧振頻率和輸入阻抗有相當大的影響3.降低L我p1 提高P的諧振頻率和輸入電阻3.這是由于 P 之間的耦合性質(zhì)1和 P3，因為它改變了 P 的有效尺寸3 [28]. 此外，L我p1 對槽諧振頻率有明顯影響，隨L我p1 .這里可以得出結論，P 的維數(shù)1對兩個工作頻段都至關重要。同樣，如圖12（c）和（d）所示，在較高頻段中，增加Lo第2 頁 降低P的諧振頻率2它與 P 解耦4.與效果相似L我p1 在 P 上3共振，減少L我p2 顯著提高P的諧振頻率和輸入阻抗4.還可以觀察到，P 的內(nèi)外尺寸2對較低工作頻帶的諧振沒有影響。同樣，對于 P3增加Lo第3 頁 將降低其諧振頻率并增加其輸入電阻，而不會影響上帶，如圖 12（e） 所示。同時，減少L我p3 將增加其諧振頻率并降低其輸入電阻。重要的是要注意L我p3 在上能帶上，因為它的長度減小會影響斑塊之間的耦合 P2和 P4.這意味著調(diào)優(yōu)L我p3 將影響兩個工作頻段。對于 P4尺寸， 增加Lo第4 頁 如圖12（g）所示，諧振頻率隨輸入阻抗的增加而降低諧振頻率的相同趨勢。這也導致 P 的諧振頻率發(fā)生變化2朝向較低的頻率。補丁 P2最終將與 P 脫鉤4由于 P 的這種頻移2.它還通過降低諧振頻率和增加 P 的輸入電阻來影響較低的頻帶3.最后，在圖12（h）中，顯示L我p4 對較低頻段無顯著影響。在較高頻段，觀察到向高頻的輕微偏移和輸入電阻的降低，隨著L我p4 .
 
圖 12.參數(shù)化研究，以觀察貼片尺寸對輸入電阻的影響。（a） P的外長1.（b） P的內(nèi)長1.（c） P的外長2.（d） P的內(nèi)長2.（e） P的外長3.（f） P的內(nèi)長3.（g） P的外長4.（h） P的內(nèi)長4.

從參數(shù)研究中可以觀察到，除了它們對其他共振的影響外，所有斑塊對外部和內(nèi)部長度變化的個體響應是相同的。換言之，增加外部長度會導致較低的諧振頻率和較高的輸入阻抗，而減少內(nèi)部長度會增加諧振頻率并降低輸入阻抗。然而，由于耦合機制，各個諧振頻率、堆疊貼片的輸入阻抗和周圍貼片的尺寸之間存在相互依賴性。在所提出的天線設計中，利用優(yōu)化工具在諧振頻率的初始調(diào)諧后實現(xiàn)最佳參數(shù)。
2）天線基板厚度的影響：
為了觀察基板厚度對貼片諧振和貼片之間耦合的影響，圖13顯示了不同厚度的天線基板的輸入電阻圖。減小厚度的明顯效果（H1）是與槽的耦合增加（輸入電阻更高）和P的諧振頻率降低1，如圖13（a）所示。P之間的耦合1和 P3以及P的諧振頻率和輸入電阻3也受到 H 的影響1.槽的諧振頻率向更高的頻率移動，如 H1減少。還注意到，P的共振頻率2取決于 H1因為它改變了 P 之間的基板厚度1和 P2.第二基板的厚度，H2，僅影響較高的工作頻帶響應，如圖13（b）所示。降低 H2將導致 P 之間的耦合更強2和 P4，同時增加它最終會使插槽和更高頻帶的補丁解耦。第三基材的適當選擇，H3，需要滿足較低頻段的帶寬標準，如圖13（c）所示。H 遞減3將減少 P 之間的耦合1和 P3.此外，P的共振行為4還取決于它與 P 的間距3.最后基板的厚度（H4）對較低工作頻帶性能的影響較小，如圖13（d）所示。還值得注意的是，增加 H4高于設計值不會在工作帶寬改善方面產(chǎn)生任何顯著回報。
 
圖 13.參數(shù)化研究，觀察天線基板高度對輸入電阻的影響。（a） 第一基板高度H1.（b） 第二基板的高度H2.（c） 第三基板H的高度3.（d） 第四基板H的高度4.

對于所提出的天線設計，觀察到天線基板的總厚度主要由較低頻段的帶寬要求決定。為了在較低頻段實現(xiàn)所需的 19.5% 的小數(shù)帶寬，初始值為 H1與P之間的襯底1和 P3（H2+H3） 被選中。高頻帶基板厚度（H2和 H4）在天線設計方面提供了更大的靈活性。
3）槽尺寸的影響：
在所提出的孔徑耦合設計中，槽主要將饋線耦合到堆疊的貼片上。為簡潔起見，本文僅介紹從參數(shù)化仿真中得出的結論。槽長控制耦合電平及其諧振頻率。隨著貼片諧振器之間的耦合顯著降低，它會影響兩個工作頻帶。此外，它不僅會改變槽諧振頻率，還會影響帶狀線諧振器和貼片諧振器的諧振頻率[29]。最好保持槽長度盡可能小，以避免后葉輻射。與其長度相比，H型槽的寬度對耦合和諧振頻率的影響較小，通常設計為槽長度的10%左右[30]。

第三節(jié).實驗結果與探討
為了驗證建議的設計，單個單元和2×2 陣列原型使用商業(yè) PCB 制造設施制造。mini-SMP （SMPM） 連接器由于其扁平，用于原型的測量。這S -參數(shù)使用 Keysight N5247B PNA-X 網(wǎng)絡分析儀測量。
A. 單元素
圖 14 顯示了帶有 SMPM 連接器的 3D 仿真模型和單晶片設計的制造原型。第二個接地平面 （M8） 延長 5 mm，用于放置連接器。據(jù)觀察，這種接地延伸對天線匹配的影響很小。設計和制造了一個貫穿反射線 （TRL） [31] 校準套件，用于校準夾具效果。此外，網(wǎng)絡分析儀中啟用了時間門控選項[32]，以消除測量響應中的紋波。模擬和測量的雙端口S -擬議設計的參數(shù)如圖15所示。由于饋線不對稱，兩個端口的反射系數(shù)圖之間存在細微差異。兩個工作頻段都滿足|S11|≤ –10 dB 阻抗帶寬標準，仿真結果和測量結果之間略有差異。在測量中，較低頻段加寬約 1 GHz，較高頻段偏移 0.8 GHz。端口之間的模擬和測量隔離仍然優(yōu)于 20 dB，但模擬除外|S21| 大約 25 GHz。擴展接地會影響仿真隔離性能，因為不帶連接器的設計針對至少 20 dB 的隔離進行了優(yōu)化。PCB制造中測量和公差的不確定性主要解釋了模擬結果和測量結果之間的差異。在較高頻段，造成差異的一個可能原因是制造設施對頂層的電鍍要求，這進一步增加了原型的制造公差。
 
圖 14 所提出的單單元設計的仿真模型和預制原型：（a）三維仿真模型，（b）原型的頂視圖和（c）底視圖。

 

圖 15.模擬和測量S -單個元素的參數(shù)。

天線輻射方向圖是在消聲室中利用內(nèi)部開發(fā)的遠場測量裝置測量的[33]。由于轉(zhuǎn)盤的限制±圖案的測量范圍高達 130°。兩個工作頻段的歸一化模擬和測量模式×××××××× 和yz 平面如圖 16 和 17 所示。一般來說，模擬模式和測量模式之間有很好的一致性。還繪制了無連接器設計的仿真圖案進行比較，以觀察由于擴展接地而導致的圖案劣化。在這種情況下，在兩個工作頻帶中，視軸方向的XPD仍然優(yōu)于20 dB。然而，較大的接地增加了交叉極性分量和后瓣，也降低了圖案對稱性。
 
圖 16.模擬和測量×××××××× 平面在（a）24.5，（b）29.5，（c）37.0和（d）40.0 GHz。

 

圖 17.
模擬和測量yz 平面在（a）24.5，（b）29.5，（c）37.0和（d）40.0 GHz。

圖18比較了模擬增益和實測增益。增益是通過比較方法測量的，使用標準喇叭天線。測得增益的頻移與|S11| 測量。在工作頻段上，測得的增益降低了1-2 dB，這很可能是由于天線基板中的測量不確定度和未解釋的介電損耗所致。此外，增益穩(wěn)定性還受到擴展接地和連接器的影響。
 
圖 18.
模擬和測量單個元件的增益。

B. 2 × 2 陣列
通常，對于相控陣，元件間距保持半波長（λ0 /2） 在最高工作頻率下，在控制光束時避開光柵瓣。然而，在本例中，兩個工作頻段在頻譜上相距很遠。一種可能性是保持元素間距λ0 /2 40 GHz，具有最大掃描范圍，同時在較低頻段接受更低的陣列增益和更高的互耦合。在這里，進行了權衡，并將元素間距保持在λ0 /2 30 GHz，等于 5 mm。這在天線設計方面提供了一定的靈活性，并在較低工作頻段具有更好的陣列增益和相互耦合性能，而在較高工作頻段的掃描范圍較小。將天線元件排列在圖像方向上是一種眾所周知的技術，可以抑制交叉極化并增加輻射方向圖對稱性[34]。在所提出的雙極化陣列中，兩種極化的天線元件都以圖像配置排列，如圖19所示。這也有助于在放置SMPM連接器時保持陣列對稱。對于鏡像天線元件，激勵應為 180° 異相。這將使元件的共極化圖案保持同相，而交叉極化圖案將相差180°，從而顯著降低陣列交叉極化圖案。
 
圖 19.
在2×2 數(shù)組。標有 （+） 和 （?） 符號的端口之間存在 180° 相移。

為了演示所提出的設計在陣列配置中的性能，一個2×2 對陣列進行仿真和制造，如圖20所示。如前所述，接地每側(cè)延伸 5 mm 以放置 SMPM 連接器。對于S -參數(shù)測量，所有端口均由50 Ω SMPM端接，被測量端接除外。模擬和測量的雙端口S 數(shù)組元素的參數(shù)如圖 21 所示。模擬和測量|S11| 和|S21| 曲線與圖 15 所示的單元素結果非常吻合，但|S11| 在數(shù)組情況下。這里需要注意的是，推入式SMPM連接器導致了測量不確定度。被測天線元件的一個端口與陣列中其他元件之間的耦合如圖22所示。端口 1 和 2 之間的耦合最高，因為它們在物理上是陣列中最接近的。為了清楚起見，僅顯示共極化端口的結果;在兩個頻段上，所有正交端口之間的耦合仍然優(yōu)于20 dB。
 
圖 20.
仿真模型和預制原型2×2 陣列：（a）原型的3D仿真模型，（b）頂視圖和（c）底視圖。
 

圖 21.
模擬和測量S -參數(shù)2×2 數(shù)組。

 

圖 22.
模擬和測量的天線元件之間的相互耦合2×2 數(shù)組。

陣列的歸一化模擬和測量輻射方向圖×××××××× 和yz 平面分別如圖 23 和 24 所示。陣列的每個天線元件都單獨測量，同時保持其余元件端接。這些圖案在后處理中與適當?shù)南嘁葡嘟Y合（圖19），以實現(xiàn)陣列圖案。測量結果與模擬結果合理匹配。微小差異的可能原因包括天線在支架上的位置錯誤以及陣列元件順序測量中測量電纜的相位穩(wěn)定性。可以注意到，如前所述，由于元件的鏡像排列，XPD 得到了顯著改進。由于完美的對稱性和理想的環(huán)境，與共極分量相比，模擬的交叉極分量非常低。
 
圖 23.
模擬和測量組合（端口號1、2、3和4）和歸一化輻射方向圖2×2 數(shù)組中×××××××× 平面在（a）24.5，（b）29.5，（c）37.0和（d）40.0 GHz。
 
圖 24.
模擬和測量組合（端口號1、2、3和4）和歸一化輻射方向圖2×2 數(shù)組中yz 平面在（a）24.5，（b）29.5，（c）37.0和（d）40.0 GHz。

圖25顯示了預制陣列的模擬和測量增益。此外，還給出了無連接器設計的仿真結果，以進行比較，以顯示由于較大的接地和連接器而導致增益性能的惡化。在較低的頻段，增益隨著天線尺寸與波長相比的增加而增加。
 
圖 25.
模擬增益和實測增益的比較2×2 數(shù)組。

為了證明擬議設計的優(yōu)點，表II將其性能與先前報道的其他5G毫米波天線元件和陣列的性能進行了比較。因此，可以看出，所提出的設計具有多種演示設計的顯著特征，例如寬帶寬、雙頻段和輻射零點。此外，其單晶尺寸使其成為 5G 毫米波波束掃描應用的潛在候選者。
表二 擬議設計與用于5G通信的最先進毫米波天線的比較
 
第四節(jié).結論
本文演示了用于 5G 毫米波應用的單端雙頻雙極化天線。該文提出一種基于兩對在兩個遠距離頻帶工作的堆疊環(huán)貼片的新型堆疊配置。這些貼片以交替排列的方式印在四個金屬層上。每對環(huán)形貼片在各自的頻段內(nèi)提供寬帶寬，并且由于堆疊配置，在工作頻段之間具有急劇的滾降和濾波行為?；趲罹€的孔徑耦合饋送技術具有更好的隔離和最小的雜散輻射，并符合天線和射頻電路之間接地層的AiP要求。除了單個元素外，一個2×2 此外，還演示了陣列，以展示所提出的設計在天線陣列中的應用。測量的S -參數(shù)表明，天線在較低 （24.25–29.5 GHz） 和較高 （37–40 GHz） 工作頻段均滿足 ?10 dB 匹配標準，隔離度優(yōu)于 20 dB。所展示的輻射性能顯示出穩(wěn)定的增益和對稱的輻射方向圖，同時考慮到由于連接器所需的較大接地而導致的退化。此外，測得的頻率響應顯示出非常尖銳的濾波響應，尤其是在阻帶邊緣。這將大大放寬阻帶的濾波要求，從頻譜調(diào)節(jié)的角度來看，這是至關重要的。所提出的多層天線設計適用于AiP應用，是5G毫米波基站陣列的潛在候選者。