了解二極管反向恢復在D類放大器中的影響

本文借助SPICE仿真，探討了二極管反向恢復對D類放大器性能的影響。

當D類放大器的開關頻率與諧振頻率不完全相同時，開關需要在其ON周期的一部分時間內(nèi)傳導負電流。正如我們在上一篇文章中所了解到的，BJT實現(xiàn)需要反并聯(lián)二極管為這些負電流提供路徑。一些MOSFET實現(xiàn)也使用反并聯(lián)二極管，但不一定出于同樣的原因。

然而，當使用反向并聯(lián)二極管時，一種稱為二極管反向恢復的現(xiàn)象可能會引發(fā)問題。在本文中，們將討論二極管反向恢復如何以及在何種情況下影響D類放大器的性能。本文將涵蓋很多內(nèi)容：我們將研究D類放大器在其諧振頻率以上和以下的工作情況，并將使用理論解釋和LTspice模擬來研究。

在我們深入之前，讓我們回顧一些必要的一般知識。

什么是二極管反向恢復？

從基本的電子學課程中，我們知道P-N二極管的I-V特性是呈指數(shù)函數(shù)的。請注意，這種指數(shù)關系描述了設備在平衡條件下的行為。

在從正向偏置到反向偏置的過渡過程中，由于存儲在設備中的少數(shù)電荷發(fā)生變化，二極管的行為偏離了指數(shù)特性。我們不會詳細介紹操作的物理細節(jié)；這里的關鍵點是在二極管實際關閉之前，一些反向電流會通過二極管。需要這個反向電流來去除存儲在二極管P-N結附近的少數(shù)電荷。

正向電流降至零的瞬間與反向電流降至其最大值的25%的瞬間之間的時間間隔稱為反向恢復時間。根據(jù)材料類型、摻雜水平和結構的不同，不同的二極管表現(xiàn)出不同的反向恢復特性。為了幫助您理解這一點，圖1比較了兩種不同二極管反向恢復特性：

一個緩慢而活潑的二極管（紅色曲線）。

快速軟恢復二極管（藍色虛線曲線）。

兩種不同的二極管表現(xiàn)出不同的反向恢復特性。

圖1 不同的二極管具有不同的反向恢復特性。圖片由Ichiro Omura等人提供

反向恢復如何影響開關模式電路

反向恢復電流會對開關式功率轉換器和開關式功率放大器的開關損耗產(chǎn)生重大影響。例如，考慮圖2中的降壓轉換器。

降壓轉換器的電路圖。

圖2:降壓轉換器的電路圖。圖片由Steve Arar提供

降壓轉換器接收直流輸入電壓并將其降低到較低的直流電壓。在前半周期，開關（S1）閉合，干線電壓施加到電感器上。在此半周期中，二極管（D1）反向偏置。

當S1在下半周期打開時，電感器試圖保持電流流動。這使二極管導通，提供所需的電流（上圖中的iD）。在這種情況下，電路中的節(jié)點A約為-0.7 V，由二極管的正向壓降決定。

當S1閉合時，二極管從正向偏置轉變?yōu)榉聪蚱?。然而，正如我們之前討論的，它不能立即這樣做。在它關閉之前，二極管能夠反向?qū)娏鳌?/p>

這導致S1閉合時電源與地之間短路。流經(jīng)該短路的大電流尖峰導致能量損失和電磁干擾。二極管反向恢復時間越長，功率損耗就越大。

讓我們將注意力轉回到D類放大器。圖3顯示了我們上一篇文章中研究的互補電壓開關配置。

帶反并聯(lián)二極管的互補電壓開關D類配置。

圖3. 互補電壓開關D類配置。圖片由Steve Arar提供

您可能已經(jīng)注意到圖3和圖2中的降壓轉換器之間存在一些相似之處。但是反向恢復的效果是否也相似呢？我們將在接下來的兩節(jié)中找出答案，這兩節(jié)將解釋當D類放大器在諧振頻率以上或以下工作時，二極管反向恢復對其的影響。

在諧振頻率以上操作D類放大器

考慮一下，如果圖3中的放大器在其調(diào)諧電路的諧振頻率以上運行會發(fā)生什么。當開關頻率高于諧振頻率時，串聯(lián)LC電路充當電感負載。因此，流經(jīng)負載的電流（iRF）滯后于施加到放大器節(jié)點A的方波（VA）的基波分量。圖4比較了這兩種電流。

在諧振頻率以上，電流滯后于電壓的基波分量。

圖4. 高于諧振頻率時，電流滯后于電壓的基波分量。圖片由Steve Arar提供

每個開關在其ON周期的一部分期間都會傳導負電流。由于NPN晶體管不能在反向（發(fā)射極到集電極）方向上傳導電流，因此反向并聯(lián)二極管為負電流提供了一條通路。

圖5(a)和圖5(c)分別顯示了通過晶體管Q1和Q2的電流。同樣，圖5(b)和圖5(d)顯示了通過二極管D1和D2的電流。

流經(jīng)每個晶體管和二極管的電流。

圖5. 當放大器在諧振頻率以上工作時，流經(jīng)Q1（a）、D1（b）、Q2（c）和D2（d）的電流。圖片由Steve Arar提供

從這些波形中我們可以看到，當我們在諧振頻率以上操作時，每個晶體管在相應的反并聯(lián)二極管之后開啟。器件開啟順序為：

考慮時刻t = t1，如圖5(d)和圖5(c)所示。在t = t1時，二極管D2從正向偏置變?yōu)榉聪蚱茫w管Q2導通以傳導輸出電流。由于它不能立即關閉，D2將從節(jié)點A向地吸收一些電流。圖6顯示了t = t1時反向恢復電流的方向，該電流在D2從正向偏置變?yōu)榉聪蚱脮r流過D2。

在t=t1時，二極管的反向恢復電流對輸出電流有貢獻。

圖6。在t = t1時，二極管的反向恢復電流對輸出電流有所貢獻。圖片由Steve Arar提供

通過D2的反向恢復電流與Q2傳導的正電流方向相同。本質(zhì)上，反向恢復電流成為D類放大器下開關應該吸收的正電流的一部分。

這種情況與降壓轉換器的情況完全不同。在降壓轉換器中，反向恢復電流導致短路，產(chǎn)生從電源流向地的大電流尖峰。在這里，當通過D2的反向電流不足以提供輸出電流時，Q2會導通，為輸出電流提供路徑。

但是，如果我們在調(diào)諧電路的諧振頻率以下操作放大器，會發(fā)生什么呢？讓我們來探索一下。

低于諧振頻率的D類放大器操作

當D類放大器的開關頻率低于諧振頻率時，串聯(lián)LC電路充當電容性負載。因此，負載電流（iRF）在節(jié)點A（VA）處領先于方波的基波分量。如圖7所示。

在諧振頻率以下，電流領先于電壓的基波分量。

圖7. 低于諧振頻率時，電流領先于電壓的基波分量。圖片由Steve Arar提供

每個開關在其ON周期的一部分中仍然傳導負電流，并且反并聯(lián)二極管再次為負電流提供路徑。圖8顯示了通過Q1（a）、D1（b）、Q2（c）和D2（d）的電流。

當放大器在諧振頻率以下工作時，通過每個二極管和晶體管的電流。

圖8. 當放大器在諧振頻率以下工作時，流經(jīng)Q1（a）、D1（b）、Q2（c）和D2（d）的電流。圖片由Steve Arar提供

正如我們即將看到的，上述波形需要一些調(diào)整，以考慮反向恢復效應。

對于低于諧振頻率的操作，設備開啟順序為：

每個晶體管在其自身的反向并聯(lián)二極管之前以及另一個開關的反向并聯(lián)二極管之后被打開。這導致了一種類似于我們在降壓轉換器中看到的情況——在電流從二極管轉移到另一個開關的晶體管時，由于二極管的反向恢復，電流尖峰從電源流向地。圖9顯示了當二極管D1從正向偏置轉變?yōu)榉聪蚱脮r的反向恢復電流路徑。

當D1從正向偏置轉變?yōu)榉聪蚱脮r，流經(jīng)D1和Q2的電流尖峰。

圖9。當D1從正向偏置轉變?yōu)榉聪蚱脮r，流經(jīng)D1和Q2的電流尖峰以綠色顯示。圖片由Steve Arar提供

為了更好地理解這一現(xiàn)象如何影響性能，讓我們運行一些模擬。

在LTspice中模擬D類放大器

圖10展示了我將用來探索互補電壓開關D類放大器開關動態(tài)的LTspice圖。

LTspice原理圖用于互補電壓切換D類放大器。

圖10. 圖3中D類放大器的LTspice原理圖。圖片由Steve Arar提供

請注意，上述原理圖僅用于模擬目的，并不旨在為實際的放大器推薦組件。選擇這些組件和參數(shù)只是為了展示輸出設備的開關行為，例如反向恢復效應。

輸出LC電路調(diào)諧至1MHz。使用三個10H電感器（L2、L3和L4）以及以下k語句模擬變壓器：

k 語句指定變壓器繞組之間的耦合系數(shù) (k)。耦合系數(shù)可以在 0 和 1 之間變化，其中 1 表示沒有漏電感的理想情況。如上所示，此模擬的 k = 1。

.ic指令可以在原理圖中的k語句下方找到。它指定了初始條件——在這種情況下，是電感器的初始電流。

圖11中的多窗格圖顯示了當開關頻率與諧振頻率相同時的指定電流。其解釋如下：

頂部窗格：加載當前。

中間窗格：上開關電流，包括通過Q1（藍色波形）和D1（青色）的電流。

底部窗格：較低的開關電流，包括通過Q2（洋紅色）和D2（黃色）的電流。

在LTspice中模擬負載電流和開關電流。開關頻率和諧振頻率相等。

圖11（點擊放大）負載電流（頂部）；晶體管Q1和二極管D1的電流（中間）；晶體管Q2和二極管D2的電流（底部）。圖片由Steve Arar提供

當開關頻率等于諧振頻率時，上下開關不需要通過負電流。因此，整個電流由晶體管提供。如上所示，二極管不導通。

我們現(xiàn)在有了理想操作的圖片。讓我們看看當開關頻率和諧振頻率不相等時，我們的仿真結果是什么樣子。再次，我們將從檢查諧振頻率以上的操作開始。

在諧振頻率以上的操作的LTspice仿真

通過將諧振頻率保持在1 MHz，并將輸入頻率更改為1,010 kHz（1.01 MHz），我們獲得了圖12中的波形。從上到下，這些波形分別是：

輸出電壓。

負載電流。

電流通過Q1（洋紅色）和D1（青色）。

電流通過Q2（藍色）和D2（黃色）。

在LTspice中模擬輸出電壓、負載電流和開關電流。開關頻率高于諧振頻率。

圖12（點擊放大）從上到下依次為：輸出電壓、負載電流、晶體管Q1和二極管D1的電流、晶體管Q2和二極管D2的電流。圖片由Steve Arar提供

例如，讓我們檢查大約966.5μs的開關動態(tài)。在這個時刻，輸出端的方波被驅(qū)動到正電源軌。由于在t=966.5μs時輸出電流為負，二極管D1導通以傳導電流。當電流變?yōu)檎龝r，晶體管傳導電流，二極管關閉。

圖13提供了二極管斷開瞬間相關電流的放大視圖。負載電流顯示為紅色，D1的電流顯示為藍綠色，Q1的電流顯示為洋紅色。

負載電流、D1電流和Q1電流的放大視圖。

圖13（點擊放大）負載電流（紅色）、二極管D1的電流（青色）和晶體管Q1的電流（洋紅色）。圖片由Steve Arar提供

從大約t = 966.530微秒到t = 966.550微秒，二極管提供負輸出電流。在此之后，由于反向恢復效應，二極管的電流在短時間內(nèi)變?yōu)樨撝?，從而為正輸出電流做出貢獻。

在t=966.560μs后不久，二極管反向電流降至零，晶體管開啟以提供正輸出電流。從圖12中可以看出，當輸出電流從D2轉移到Q2時，會發(fā)生類似的事件序列。

低于諧振頻率操作的LTspice仿真

我們最終的模擬仍然使用圖10中的D類放大器，諧振頻率仍為1 MHz。但是，輸入頻率現(xiàn)在是990 kHz。圖14顯示了模擬結果。

在LTspice中模擬輸出電壓、負載電流和開關電流。開關頻率低于諧振頻率。

圖14（點擊放大）從上到下依次為：輸出電壓、負載電流、晶體管Q1和二極管D1的電流、晶體管Q2和二極管D2的電流。圖片由Steve Arar提供

這些波形與圖8所附的理論討論一致。

例如，在t=987.6μs之前的某個時間，電流從D1轉移到Q2。然而，出現(xiàn)了電流尖峰。在圖15中可以更清楚地看到這些尖峰，圖15提供了相關電流（以及輸出電壓）的放大視圖。與圖12和圖14一樣，輸出電壓為棕色，D1的電流為青色，Q2的電流為藍色，負載電流為紅色。

反向恢復期間電流尖峰的放大視圖。圖中還顯示了電壓上的二極管。

圖15（點擊放大）展示了施加到調(diào)諧電路（棕色）的方波、負載電流（紅色）、二極管D1的電流（青色）和晶體管Q2的電流（藍色）。圖片由Steve Arar提供

在t=987.56μs之前，負載電流變?yōu)樨撝?。這將電流從Q1（未顯示）轉移到D1。接下來，隨著Q2的開啟，VOUT被驅(qū)動到地。然后，Q2可以提供輸出負電流。

當從D1到Q2的過渡發(fā)生時，二極管從正向偏置變?yōu)榉聪蚱谩Ｓ捎诙O管的反向恢復電流，相當大的電流流過D1和Q2。這會在波形中產(chǎn)生電流尖峰。當電流從D2轉移到Q1時，會發(fā)生類似的事件序列。

那么，所有這些對D類放大器的性能意味著什么呢？讓我們通過檢查這些模擬的關鍵要點來結束這篇文章。

二極管反向恢復的影響：關鍵要點

當我們在諧振頻率以上操作D類放大器時，反向恢復電流成為輸出電流的一部分。查看圖12的電壓圖（頂部窗格），我們還看到反向恢復期間二極管兩端的電壓相對較小。因此，反向恢復的功率損耗較低。

然而，如果D類放大器的開關頻率低于其諧振頻率，反向恢復就會成為一個問題。如圖15所示，反向并聯(lián)二極管會產(chǎn)生高反向恢復功率尖峰。這些電流尖峰會增加噪聲并損壞晶體管。

從圖15中還可以看出，當發(fā)生反向恢復時，二極管兩端的電壓相對較大，導致反向恢復功率損耗較高。由于這些原因，不建議在諧振頻率以下或電容性負載下操作D類放大器。