AN-13-0004_CAN收發(fā)器節(jié)點(diǎn)計(jì)算與外圍電路參考設(shè)計(jì)

1   CAN總線節(jié)點(diǎn)數(shù)計(jì)算

一個(gè)CAN網(wǎng)絡(luò)中，總線所能支持掛載的最大節(jié)點(diǎn)數(shù)是衡量CAN收發(fā)器性能的一個(gè)重要參數(shù)。影響CAN總線節(jié)點(diǎn)數(shù)量的因素可以從CAN收發(fā)器的物理層和協(xié)議層兩個(gè)方面去考慮。

首先物理層方面，總線節(jié)點(diǎn)的輸出差分電壓大小決定了CAN總線電平能否被正常識(shí)別，通訊能否正常進(jìn)行，主要由總線負(fù)載電阻RL來(lái)決定，而R_L取決千總線終端匹配電阻以及各節(jié)點(diǎn)總線差分輸入電阻R_dif，我們可以通過(guò)如下方式從物理層角度去估算—個(gè)CAN網(wǎng)絡(luò)的最大節(jié)點(diǎn)數(shù)。

圖1 n個(gè)節(jié)點(diǎn)的CAN網(wǎng)絡(luò)總線拓?fù)?/em>

圖1為掛載n 個(gè)CAN 節(jié)點(diǎn)的總線網(wǎng)絡(luò)拓?fù)涫疽鈭D，其中R_T為終端匹配電阻，R_dif為CAN收發(fā)器的總線差分輸入電阻。可以通過(guò)電路等效的方法得到如下所示簡(jiǎn)易拓?fù)鋱D：

圖2 n個(gè)節(jié)點(diǎn)的CAN網(wǎng)絡(luò)等效電路圖

如圖2所示，Node1作為信號(hào)發(fā)送，Noden作為信號(hào)接收。從Node1端看進(jìn)去的線路等效電阻為

將（1）式化簡(jiǎn)可得

R_T為終端匹配電阻，此處取120 Ω；R_dif 為差分輸入電阻，這里取20 kΩ；R_L可支持的負(fù)載電阻范圍為45Ω ~700Ω，當(dāng)R_L=45 Ω 時(shí)，n 取最大值為112。所以在此參數(shù)條件下的CAN總線網(wǎng)絡(luò)中，最多可支持掛載112 個(gè)CAN 節(jié)點(diǎn)。

從協(xié)議層方面來(lái)考慮，當(dāng)總線節(jié)點(diǎn)數(shù)越多，總線越長(zhǎng)，線路寄生越大，對(duì)于本地節(jié)點(diǎn)信號(hào)自發(fā)自收的工況下，總線寄生越大，有可能導(dǎo)致回環(huán)回來(lái)的信號(hào)衰減較多，CAN控制器的采樣發(fā)生錯(cuò)誤，導(dǎo)致通訊異常；而對(duì)于相距較遠(yuǎn)兩個(gè)節(jié)點(diǎn)之間進(jìn)行通信的工況下，中間節(jié)點(diǎn)越多，線路越長(zhǎng)，導(dǎo)致信號(hào)傳播延時(shí)較長(zhǎng)，接收端在接收到發(fā)送端發(fā)出的CAN信號(hào)后會(huì)進(jìn)行幀內(nèi)應(yīng)答(ACK)，傳播延時(shí)較長(zhǎng)可能導(dǎo)致應(yīng)答不及時(shí)，通訊失敗。所以在計(jì)算CAN總線最大掛載節(jié)點(diǎn)數(shù)時(shí)，應(yīng)考慮線路寄生以及傳播延時(shí)的影響，具體要求為由線路寄生較大引起的信號(hào)衰減不應(yīng)使得CAN控制器的采樣出現(xiàn)偏差，導(dǎo)致通訊異常；同時(shí)信號(hào)在傳輸路徑上的傳播延時(shí)應(yīng)小于1/2的位時(shí)間，保證接收節(jié)點(diǎn)能夠及時(shí)應(yīng)答，不會(huì)導(dǎo)致通訊失敗。

2   CAN總線外圍電路設(shè)計(jì)參考

在汽車(chē)應(yīng)用中，EMC問(wèn)題一直是一個(gè)廣泛關(guān)注的問(wèn)題，而與傳統(tǒng)汽車(chē)相比，新能源汽車(chē)的EMC問(wèn)題更加突出，因此對(duì)于汽車(chē)中大量使用的總線接口芯片的EMC性能要求也比較高。為了獲得較好的EMC 性能，除了芯片設(shè)計(jì)的考慮之外，系統(tǒng)中芯片外圍電路的補(bǔ)充完善也是至關(guān)重要的。這一部分將著重介紹一下CAN芯片外圍電路的一些參考設(shè)計(jì)( 如圖3 所示)。

圖3 CAN總線外圍電路參考設(shè)計(jì)示意圖

2.1   共模電感（Commonmodechoke-CMC）

共模電感的特性是對(duì)于共模信號(hào)表現(xiàn)較高的阻抗，對(duì)于差模信號(hào)表現(xiàn)較低的阻抗，所以對(duì)于共模噪聲干擾有較強(qiáng)的抑制作用。在汽車(chē)CAN網(wǎng)絡(luò)中，共模電感經(jīng)常被用來(lái)提升系統(tǒng)EMC性能，除了可以濾除掉系統(tǒng)本身通過(guò)CAN總線發(fā)射出去的干擾噪聲，減小對(duì)其他系統(tǒng)的影響，同時(shí)也可以抑制其它系統(tǒng)產(chǎn)生的干擾噪聲對(duì)CAN總線通信的影響。

CANFD=5Mbps不加CMC的EMI測(cè)試結(jié)果

圖4 CANFD=5Mbps加CMC的EMI測(cè)試結(jié)果

圖4所示為NOVOSENSECAN收發(fā)器EMI測(cè)試結(jié)果，分別為總線加commonmodechoke（CMC）和不加CMC的測(cè)試結(jié)果，對(duì)比可見(jiàn)CMC對(duì)于通過(guò)CAN總線發(fā)射出去的電磁干擾有較強(qiáng)的抑制作用。

通常我們?cè)贑MC選型時(shí)需要關(guān)注電感值、泄露電感(leakageinductance)、直流電阻(DCresistance)、模式轉(zhuǎn)換特性(modeconversioncharacteristics) 等特性。

●   電感值

對(duì)于CMC電感值的選取我們需要從抑制總線共模噪聲方面去考慮。在CAN總線的共模噪聲頻率處，CMC應(yīng)具有盡可能高的電感值，表現(xiàn)為高阻抗抑制共模噪聲的傳播，電感值較小對(duì)于共模噪聲的抑制效果會(huì)不佳，而電感值較大又會(huì)有尺寸和成本方面的限制。建議對(duì)于500 kbps的CAN通信可以采用51 uH電感值的CMC，對(duì)于2 Mbps 的CANFD 通訊可以采用100 uH 電感值的CMC。

●   泄漏電感

泄漏電感也稱(chēng)差模電感，對(duì)差模信號(hào)有一定的抑制作用。泄露電感較大可能會(huì)導(dǎo)致CAN信號(hào)產(chǎn)生振鈴，影響CAN總線正常通訊。而一定的泄露電感，又可以起到抑制CAN總線中差模電流的作用，提升系統(tǒng)的EMI性能。所以應(yīng)該綜合考慮泄露電感的影響，只要不在總線信號(hào)上產(chǎn)生較大振鈴，干擾總線正常通訊，適當(dāng)?shù)男孤峨姼惺怯欣摹?/p>

●   直流電阻

共模電感的直流電阻越大，總線信號(hào)的損耗越大，傳輸效率越低。在確定了共模電感的電感值后，應(yīng)該選取直流電阻盡可能小的CMC。

●   CMC的模式轉(zhuǎn)換特性

共模電感的模式轉(zhuǎn)換特性，反映的是共模電感上下線圈的對(duì)稱(chēng)性，通過(guò)S_sd12/S_ds21參數(shù)來(lái)體現(xiàn)。S_sd12/S_ds21參數(shù)差別越大，模式轉(zhuǎn)換特性越大，表示CMC上下線圈的不對(duì)稱(chēng)性較大，會(huì)在CAN總線通信過(guò)程中引入新的共模噪聲，降低CMC的EMI濾波性能。所以我們應(yīng)選取S_sd12/S_ds21兩個(gè)參數(shù)比較接近的CMC。

如圖5所示為DLW32SH101XF2的阻抗與頻率特性曲線。整體來(lái)看，CMC具有較高的共模阻抗，用以抑制共模噪聲。在CAN總線通訊的頻段，CMC具有較高的共模阻抗Z_c以及較小的差模阻抗Z_d，保證抑制共模噪聲的同時(shí)不會(huì)影響總線的正常通訊。

圖5 CMC阻抗－頻率特性曲線

在CAN網(wǎng)絡(luò)正常通訊過(guò)程中，如果總線發(fā)生異常故障，比如總線短路到BAT或者V_cc，由于CMC的存在，可能會(huì)在總線上產(chǎn)生臨近或者超過(guò)總線耐受電壓的瞬態(tài)電壓。對(duì)于NOVOSENSE系列的CAN收發(fā)器，這種因?yàn)榭偩€短路在CMC上產(chǎn)生的瞬態(tài)過(guò)壓，滿足芯片總線引腳內(nèi)部ESD防護(hù)電路的開(kāi)啟條件，總線上由于CMC感生出來(lái)的過(guò)壓能量會(huì)通過(guò)內(nèi)部的ESD防護(hù)電路完全泄放掉，不會(huì)對(duì)芯片造成任何損傷。

2.2 終端分立電阻

在具有多個(gè)節(jié)點(diǎn)的CAN網(wǎng)絡(luò)中，我們通過(guò)總線連接各個(gè)CAN收發(fā)器的CANH、CANL引腳進(jìn)行通信，通常會(huì)在首端節(jié)點(diǎn)和末端節(jié)點(diǎn)的總線上各并聯(lián)一個(gè)電阻，其阻值一般與總線的特征阻抗保持一致，這個(gè)電阻的作用主要有以下幾點(diǎn)：

●   匹配總線特征阻抗，阻止信號(hào)反射，保證信號(hào)傳輸質(zhì)量

CAN總線的特征阻抗一般為120Ω，而CAN收發(fā)器隱性狀態(tài)下的總線差分輸入電阻為幾十kΩ，發(fā)射節(jié)點(diǎn)的信號(hào)在經(jīng)過(guò)總線傳輸?shù)浇邮展?jié)點(diǎn)后，會(huì)發(fā)生信號(hào)反射，導(dǎo)致總線信號(hào)產(chǎn)生振鈴，影響CAN網(wǎng)絡(luò)的正常通信。在接收端并聯(lián)一個(gè)與總線特征阻抗匹配的電阻后，可以吸收掉信號(hào)到達(dá)接收端的多余能量，避免振鈴的產(chǎn)生，保證信號(hào)的傳輸質(zhì)量。

●   總線負(fù)載電阻在45Ω ~ 70Ω范圍之間，提升總線的抗干擾性能

因?yàn)镃AN收發(fā)器的輸入差分電阻阻值為幾十kΩ，在總線隱性狀態(tài)下，外部的一些輕微干擾通過(guò)幾十kΩ的電阻就有可能在總線上產(chǎn)生滿足顯性的差分電壓，改變總線狀態(tài)，所以需要在總線處并聯(lián)一個(gè)阻值較小的電阻來(lái)吸收外部的一些干擾，同時(shí)考慮到CAN收發(fā)器的總線輸出電壓范圍，并聯(lián)的電阻值應(yīng)使得這一節(jié)點(diǎn)的外部等效負(fù)載電阻在45 Ω ~ 70 Ω 之間。

●   加速總線信號(hào)下降沿，確?？偩€快速切入隱性狀態(tài)

總線顯隱切換的過(guò)程也可以看作是一個(gè)對(duì)電容的充放電過(guò)程。沒(méi)有并聯(lián)終端電阻的情況下，顯性切換到隱性時(shí)，總線寄生電容僅通過(guò)CAN 收發(fā)器幾十kΩ 的內(nèi)阻進(jìn)行放電，過(guò)程比較緩慢，會(huì)導(dǎo)致信號(hào)下降很慢，在一些通訊速率較快的網(wǎng)絡(luò)中，會(huì)影響CAN 的正常通訊。通過(guò)在CAN 總線并聯(lián)一個(gè)阻值較小的匹配電阻，可以加速放電過(guò)程，加快總線信號(hào)的下降沿，使得總線由顯性快速切入隱性狀態(tài)。如圖6、圖7 所示，分別為不加終端電阻和加上終端匹配電阻時(shí)的CAN總線波形。

圖6 不加終端匹配電阻CAN總線波形

圖7 加60 Ω終端匹配電阻CAN總線波形

如圖6所示，不加終端匹配電阻的情況下，總線由顯性切換到隱性狀態(tài)時(shí)，電平下降緩慢，幾乎占據(jù)整個(gè)隱性bit位時(shí)間( 通訊速率=1Mbps)，會(huì)導(dǎo)致CAN通訊異常；而加了終端匹配電阻的情形下，電平下降較快，總線波形較為理想。

為了進(jìn)一步提升CAN收發(fā)器的EMC性能，建議將單個(gè)終端匹配電阻分為兩個(gè)相等電阻串聯(lián)的方式，并在中間節(jié)點(diǎn)通過(guò)電容連接到GND，如圖8 所示。這樣的連接方式可以為總線上的共模干擾提供額外的路徑，進(jìn)一步降低總線共模噪聲的影響，同時(shí)也形成了一個(gè)RC低通濾波器，濾除一些高頻噪聲干擾。對(duì)于那些處于CAN網(wǎng)絡(luò)中的一些中間節(jié)點(diǎn)，也可以采用這樣的端接電阻方法，進(jìn)一步提升中間節(jié)點(diǎn)的信號(hào)質(zhì)量，如圖6所示。

圖8 CAN總線網(wǎng)絡(luò)各節(jié)點(diǎn)終端分立電阻示意圖

CAN網(wǎng)絡(luò)的總線電阻在45Ω~70Ω 之間，例如在一個(gè)11節(jié)點(diǎn)的CAN網(wǎng)絡(luò)中，RT 取124Ω，若總線負(fù)載等效電阻值取50Ω，則根據(jù)以下公式：

可以近似計(jì)算得到RS 阻值約為2.3kΩ，則RS/2為1.15kΩ。同時(shí)為了保持CANH和CANL兩條路徑的對(duì)稱(chēng)，避免產(chǎn)生新的共模噪聲，應(yīng)選擇精度比較高的電阻，盡可能使得阻值一致。

2.3 總線電容

除了通過(guò)總線上加CMC以及采用分立終端匹配電阻的方法來(lái)提升CAN總線的EMC性能，分別在CANH和CANL上加一個(gè)對(duì)地電容，也可以濾除總線上的一些高頻噪聲，能在一定程度上提升CAN總線的EMC性能。當(dāng)然對(duì)地電容值的選取需要綜合考慮多種因素，如果電容過(guò)大，會(huì)導(dǎo)致總線信號(hào)衰減，上升和下降時(shí)間增大，縮短bit 時(shí)間，影響總線正常通訊；同時(shí)對(duì)地電容容值與信號(hào)源的阻抗所組成的RC 低通濾波器截止頻率應(yīng)高于CAN總線的通訊速率，保證CAN總線的正常通訊。所以需要綜合考慮總線長(zhǎng)度、節(jié)點(diǎn)數(shù)量、通訊速率等因素來(lái)選擇合適的對(duì)地電容。一般建議對(duì)于2 Mbps的CANFD通訊，總線對(duì)地電容不超過(guò)100 pF。

2.4   ESD保護(hù)二極管

在汽車(chē)或者工業(yè)應(yīng)用中，對(duì)于一些有外部連接接口的系統(tǒng)，在安裝和維護(hù)過(guò)程中積累的過(guò)量電荷會(huì)通過(guò)接口線纜流入模塊，這些放電能量足夠高有可能高達(dá)幾十kv，那么位于接口端的接口芯片就會(huì)首當(dāng)其沖，被放電能量損壞，導(dǎo)致系統(tǒng)無(wú)法工作。所以保護(hù)接口收發(fā)器免受ESD的影響對(duì)于系統(tǒng)應(yīng)用來(lái)說(shuō)至關(guān)重要。對(duì)于CAN收發(fā)器，雖然芯片內(nèi)部設(shè)計(jì)了相關(guān)的ESD保護(hù)電路，但是受限于芯片尺寸，一般總線端的ESD防護(hù)能力遠(yuǎn)遠(yuǎn)達(dá)不到一些環(huán)境下的ESD沖擊。因此，需要使用外部ESD保護(hù)二極管來(lái)提升系統(tǒng)端的ESD防護(hù)能力，瞬態(tài)電壓抑制(TVS)二極管就是常用于外部ESD 防護(hù)的器件。

對(duì)于TVS管的選取，除了要考慮其瞬時(shí)響應(yīng)特性，能快速泄放瞬間大能量，我們還應(yīng)注意以下幾個(gè)參數(shù)：

●   反向關(guān)斷電壓(V_RWM)

反向關(guān)斷電壓參數(shù)表征TVS管不導(dǎo)通狀態(tài)下的最大電壓。在CAN總線正常工作情況下，T_VS管應(yīng)處于截止?fàn)顟B(tài)，當(dāng)CAN總線出現(xiàn)異常過(guò)壓達(dá)到T_VS擊穿電壓時(shí)，T_VS管由高阻態(tài)變?yōu)榈妥钁B(tài)，將總線異常過(guò)壓導(dǎo)致的瞬時(shí)過(guò)流泄放到地。所以T_VS管的反向關(guān)斷電壓應(yīng)高于CAN總線的正常工作電壓，否則就會(huì)影響CAN總線的正常通訊。一般T_VS管的反向關(guān)斷電壓應(yīng)高于CAN收發(fā)器總線的共模電壓工作范圍。

●   擊穿電壓(V_BR)

V_BR表征T_VS管通過(guò)一定電流時(shí)的兩端電壓，在這個(gè)電壓下，T_VS管呈現(xiàn)低阻抗特性，一般情況下V_BR會(huì)略高于V_RWMo

● 鉗位電壓(VCL)

V_CL表征在峰值脈沖電流下T_VS管的最大鉗位電壓。在CAN系統(tǒng)應(yīng)用中，T_VS管的V_CL應(yīng)不超過(guò)總線的絕對(duì)最大額定電壓(AMR)，否則就有可能損壞CAN收發(fā)器。

●   峰值脈沖功率(P_PP)

峰值脈沖功率為峰值脈沖電流與鉗位電壓_Va的乘積，P_PP越大，給定最大鉗位電壓條件下，T_VS管的瞬態(tài)浪涌電流吸收能力越大，T_VS管的E_SD保護(hù)效果更好。所以在選定V_CL的前提下，應(yīng)選擇P_PP較大的T_VS管。

●   電容(C_d)

C_d表征在一定頻率下T_VS管的寄生電容大小。在CAN總線應(yīng)用中，對(duì)于CAN總線通訊頻率，應(yīng)選擇具有較低寄生電容的T_VS管，避免對(duì)總線信號(hào)產(chǎn)生較大衰減，影響通信。

T_VS管應(yīng)盡可能放置于模塊對(duì)外連接處，以便快速將外部能量泄放到地。T_VS管的走線應(yīng)盡可能的短，以減少線路的寄生電感以及阻抗影響：寄生電感可能導(dǎo)致V_CL電壓的增加，而走線阻抗則會(huì)降低T_VS管對(duì)浪涌能量的泄放能力。

（本文來(lái)源于《EEPW》202411）