采用峰值電流模式控制的功率因數(shù)校正
本期,為大家?guī)淼氖恰恫捎?a class="contentlabel" href="http://www.ex-cimer.com/news/listbylabel/label/峰值電流">峰值電流模式控制的功率因數(shù)校正》,我們將深入探討控制 PFC 并實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)的新方法 - 一種特殊的峰值電流模式。這種方法不需要電流采樣電阻,因此消除了功率損耗。雖然它仍使用電流互感器來檢測開關(guān)電流,但無需在 PWM 導(dǎo)通時間的中間進(jìn)行采樣,從而避免了采樣位置偏移問題。除此以外還有其他好處。
本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/202412/465360.htm引言
當(dāng)處理 75W 以上的功率級別時,離線電源需要功率因數(shù)校正 (PFC)。PFC 的目標(biāo)是控制輸入電流以跟隨輸入電壓,從而使負(fù)載看起來像是純電阻器。對于正弦交流輸入電壓,輸入電流也需為正弦電流。要控制輸入電流,必須對其進(jìn)行檢測。
設(shè)計(jì)人員通常會在 PFC 應(yīng)用中使用以下兩種電流檢測方法的其中之一。第一種方法是在 PFC 接地回路中放置一個電流采樣電阻器(在圖 1 中指定為 R1)以檢測輸入電流,該電流將送至平均電流模式控制器(如圖 2 所示),以強(qiáng)制輸入電流跟隨輸入電壓。由于電流采樣電阻器可檢測全部升壓電感器電流,因此這種電流檢測方法可提供良好的功率因數(shù)并降低總計(jì)諧波失真 (THD)。不過,電流采樣電阻器會導(dǎo)致額外的功率損耗,這在需要高效率的應(yīng)用中可能是個問題。
圖 1. PFC 的常用電流檢測方法
圖 2. PFC 的傳統(tǒng)平均電流模式控制
第二種方法是將電流互感器與升壓開關(guān)串聯(lián)以檢測開關(guān)電流(在圖 1 中指定為 CT 和 R2)。如果無法使用電流采樣電阻(例如對于交錯 PFC 和 semi-bridgeless PFC),最好使用這種方法。電流互感器僅檢測開關(guān)電流 (IQ)(而非全部電感器電流),因此要控制全部電感器電流,一種簡單的解決方案是在電流互感器輸出的中間(脈寬調(diào)制 [PWM] 導(dǎo)通時間的中間)進(jìn)行采樣。采樣將起作用,因?yàn)樵谶B續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 下,中點(diǎn)瞬時電流值等于平均電感器電流值(如圖 3 所示)。與第一種方法相比,這種方法的功率損耗更少,但也存在限制:PFC 的占空比在 0% 至 100% 之間變化。當(dāng)占空比較小時,PWM 導(dǎo)通時間很短;因此,很難在 PWM 導(dǎo)通時間的中間準(zhǔn)確采樣。任何采樣位置偏移都會導(dǎo)致反饋信號誤差,并使 THD 和功率因數(shù)變差。
圖 3. CCM 下的 PFC 電感器電流波形
本文檔介紹了控制 PFC 并實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)的新方法 - 一種特殊的峰值電流模式。這種方法不需要電流采樣電阻,因此消除了功率損耗。雖然它仍使用電流互感器來檢測開關(guān)電流,但無需在 PWM 導(dǎo)通時間的中間進(jìn)行采樣,從而避免了采樣位置偏移問題。除此以外還有其他好處。
CCM PFC 的峰值電流模式控制
峰值電流模式控制廣泛用于直流/直流轉(zhuǎn)換器,但它不適用于 PFC,因?yàn)?PFC 需要控制平均電流,而不是峰值電流。控制電感器峰值電流會導(dǎo)致較差的 THD 和較低的功率因數(shù)。
通過使用特殊的 PWM 發(fā)生器(如圖 4 所示),PFC 可以實(shí)現(xiàn)峰值電流模式控制。圖 4 比較了檢測到的開關(guān)電流 IQ 與鋸齒波。鋸齒波峰值電壓 (VRAMP) 在每個開關(guān)周期開始時開始,其幅度在開關(guān)周期結(jié)束時線性下降至 0V。升壓開關(guān) (Q) 在開關(guān)周期開始時導(dǎo)通。當(dāng) IQ 超過鋸齒波時,Q 關(guān)斷。
這種 PWM 發(fā)生器已存在于幾乎所有數(shù)字電源控制器中,例如 TI 的 C2000? 實(shí)時微控制器和 UCD3138。這些數(shù)字控制器具有一個帶可編程斜率補(bǔ)償?shù)姆逯惦娏髂J娇刂颇K。對具有斜率 VRAMP/T 的補(bǔ)償進(jìn)行編程可生成預(yù)期的鋸齒波。
圖 4. CCM 中建議方法的 PWM 波形生成
要實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù),可通過方程式 1 計(jì)算鋸齒波 VRAMP 的峰值:
方程式 1
其中 Gv 是電壓環(huán)路輸出,Vout 是 PFC 輸出電壓,L 是升壓電感器的電感,R 是電流互感器輸出端的電流檢測電阻,Ton 是 PFC PWM 導(dǎo)通時間。
由于 PWM 導(dǎo)通時間在兩個連續(xù)開關(guān)周期中幾乎相同,因此您可以使用上一開關(guān)周期中的 Ton 信息來計(jì)算此開關(guān)周期的 VRAMP 值。
了解如何使用此控制方法實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。從圖 3 可以看出,在 Ton 時間內(nèi),輸入電壓施加到電感器,導(dǎo)致電感器電流從 I1 上升到 I2。采用方程式 2:
方程式 2
其中 Vin 是 PFC 輸入電壓。方程式 3 計(jì)算每個開關(guān)周期中的平均電感器電流:
方程式 3
將方程式 2 代入方程式 3 可得到方程式 4:
方程式 4
從圖 4 中,方程式 5 為:
方程式 5
方程式 6 適用于在 CCM 穩(wěn)定狀態(tài)下運(yùn)行的 PFC:
方程式 6
將方程式 6 代入方程式 5 并求解 I2 可得到方程式 7:
方程式 7
將方程式 1 和方程式 7 代入方程式 4 可得到方程式 8:
方程式 8
在方程式 8 中,Gv 是 PFC 電壓環(huán)路輸出。它在穩(wěn)定狀態(tài)下是恒定的;因此,Iavg 與 Vin 成正比,并跟隨 Vin 的形狀。如果 Vin 是正弦波,則 Iavg 也是正弦波??刂齐姼衅鞣逯惦娏骺蓪?shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。
與傳統(tǒng)的平均電流模式控制相比,這種方法消除了電流采樣電阻器引起的功率損耗。與需要精確采樣位置的電流互感器檢測方法相比,該方法無需對電流進(jìn)行采樣。模擬比較器會確定 PWM 關(guān)斷瞬間,從而避免了采樣偏移問題。
為了節(jié)省系統(tǒng)成本,一些設(shè)計(jì)人員更喜歡使用組合控制,通過單個控制器控制 PFC 和直流/直流控制器。您可以將組合控制器置于交流/直流電源的初級側(cè)或次級側(cè);每一側(cè)都有其優(yōu)缺點(diǎn)。如果選擇將組合控制器置于初級側(cè),則需要跨越隔離邊界,將直流/直流輸出電壓和電流信息發(fā)送到初級側(cè),并且控制器和主機(jī)之間的通信也需要跨越隔離邊界。如果選擇將組合控制器置于次級側(cè),因?yàn)閭鹘y(tǒng)的平均電流模式控制方法需要輸入交流電壓信息,因此必須檢測輸入電壓并將其用于調(diào)制電流環(huán)路基準(zhǔn)??缭礁綦x邊界檢測輸入電壓頗具挑戰(zhàn)。
在新控制方法中,方程式 1 僅包括 Vout,不包括 Vin。因?yàn)椴恍枰獧z測 Vin,所以可以去除 Vin 檢測電路。此控制方法僅需要電流互感器輸出和 Vout 信息。由于電流互感器提供隔離,因此低成本的光耦合器可以檢測 Vout 并將其送至次級側(cè)。然后,您可以將 PFC 控制器放置在交流/直流電源的次級側(cè),并將其與同樣位于次級側(cè)的直流/直流控制器組合以構(gòu)建組合控制器,從而大大降低系統(tǒng)成本。
DCM PFC 的峰值電流模式控制
您可以將相同算法擴(kuò)展到不連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 運(yùn)行。圖 5 顯示了 DCM 中的電感器電流波形。電感器電流在 Toff 結(jié)束時下降為零,并在其余 Tdcm 期間保持為零;因此,T = Ton + Toff + Tdcm。PWM 波形發(fā)生器與圖 4 相同,但 PWM 關(guān)斷時間為 Toff + Tdcm,而不是 Toff(如圖 6 所示)。
圖 5. DCM 下的 PFC 電感器電流波形
圖 6. DCM 中建議方法的 PWM 波形生成
將方程式 4 重寫為方程式 9 可計(jì)算一個開關(guān)周期內(nèi) DCM 下的平均電流:
方程式 9
在穩(wěn)定狀態(tài)下,電感器伏秒必須在每個開關(guān)周期中保持平衡,從而得到方程式 10:
方程式 10
求解 Toff 并代入方程式 9 可得到方程式 11:
方程式 11
從方程式 6 中,方程式 12 為:
方程式 12
方程式 13 計(jì)算鋸齒波 Vramp 的峰值:
方程式 13
將方程式 13 代入方程式 12 并求解 I2 可得到方程式 14:
方程式 14
將 I2 代入方程式 11 可得到方程式 15:
方程式 15
在方程式 15 中,Gv 在穩(wěn)定狀態(tài)下是恒定的;因此,Iavg 與 Vin 成正比,并跟隨 Vin 的形狀。如果 Vin 是正弦波,那么 Iavg 也是正弦波,從而實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。
從方程式 9 到方程式 15 對 CCM 和 DCM 均有效,因此,如果根據(jù)方程式 13 生成了鋸齒波信號峰值,則可以為 CCM 和 DCM 實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。
方程式 1 是方程式 13 的特殊情況,其中 T = Ton + Toff。對于輕負(fù)載(PFC 在輕負(fù)載下處于 DCM 模式)、THD 和功率因數(shù)不太重要的應(yīng)用,可使用公式 1 來簡化實(shí)現(xiàn)。
測試結(jié)果
已在 360W PFC 評估模塊 (EVM) 上驗(yàn)證了這一建議的控制方法。圖 7 顯示了輸入電流波形,從中可以看到良好的正弦電流波形。
圖 7. 360W PFC EVM 上的測試結(jié)果
結(jié)論
與傳統(tǒng)的平均電流模式控制方法相比,這種新型 PFC 峰值電流模式控制方法具有許多優(yōu)勢。通過將 PFC 控制器放置在交流/直流電源的次級側(cè)來構(gòu)建具有直流/直流控制器的組合控制器可以降低成本。消除電流分流電阻器可消除功率損耗,從而提高效率。使用電流互感器時,通過消除因 PWM 占空比較小而產(chǎn)生的反饋信號誤差可改善 THD。最后,通過 C2000 MCU 和 UCD3138 等現(xiàn)有數(shù)字電源控制器可輕松實(shí)現(xiàn)這種控制方法。
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