ADI實驗室電路:如何在IQ調(diào)制器的輸出端提供固定功率增益

圖3. 2100 MHz條件下ADL5375 IQ調(diào)制器與復合電路（ADL5375和ADL5320驅(qū)動器放大器）的OIP3與POUT之間的關系

選擇輸出功率水平

雖然輸出功率水平高達15 dBm時電路的OIP3水平介于35 dBm至40 dBm范圍內(nèi)，但實際工作時無法實現(xiàn)這一點，尤其在包絡調(diào)制方案并非恒定不變的情況下，此類方案往往擁有相對較高的峰均比。為了理解這一點，請檢查電路的輸入電壓與輸出功率傳遞函數(shù)，然后考慮IQ調(diào)制器輸入端的典型驅(qū)動電平。

圖4顯示了使用CW正弦波驅(qū)動信號時以輸出功率（dBm）和輸入電壓（V p-p）表示的電路傳遞函數(shù)。 ADL5375等IQ調(diào)制器通常由雙通道、電流輸出、數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）驅(qū)動。一般而言，DAC的兩個電流輸出端（標稱范圍是0 mA至20 mA）會通過兩個50Ω電阻接地，并且每個IQ輸入端上會放置兩個100Ω分流電阻DAC在0 dBFS條件下運行時，這對應于IQ調(diào)制器上的驅(qū)動電平為1 V p-p或0.353 V rms（這里忽略了低通濾波器的插入損耗，該濾波器通常放置在DAC和IQ調(diào)制器之間）。這樣就會產(chǎn)生約13 dBm的輸出功率。

圖4. 以輸出功率（dBm）和輸入電平（V p-p差分）

表示的電路傳遞函數(shù)

假設IQ調(diào)制器的I和Q輸入端如上文所述通過100Ω 電阻端接，則可相對于典型ADI DAC的dBFS驅(qū)動電平來繪制輸出功率曲線（見圖5）。因此，0 dBFS的驅(qū)動電平對應于1 V p-p，這樣也就產(chǎn)生了與上文所述相同的13 dBm輸出功率。

圖5. IQ調(diào)制器I和Q輸入端通過100Ω電阻端接以及未端接情況下以輸出功率和DAC驅(qū)動電平表示的電路傳遞函數(shù)

圖5還顯示了I和Q輸入端未通過100 Ω電阻端接時電路的傳遞函數(shù)。由于得到的DAC電壓驅(qū)動電平增加一倍（最大2 Vp-p），因此得到的輸出功率相對于同樣的DAC驅(qū)動電平增加了6 dB。

雖然在沒有I和Q端接電阻的情況下電路也可以運行，但這確實為通常放置在DAC和IQ調(diào)制器之間的濾波器帶來了一些問題。由于該濾波器一般兩端都會端接，因此最好在IQ 調(diào)制器的I和Q輸入端之間放置一些電阻（這些輸入端的未端接輸入電阻值約為60 kΩ）?？衫?00 Ω to 1000 Ω 范圍內(nèi)的電阻值來提高得到的DAC電壓驅(qū)動電平和對應的輸出功率。但是，設計DAC和IQ調(diào)制器之間的濾波器時要小心謹慎，確保其支持不同的源阻抗和負載阻抗。

如上所述，從圖4和圖5中可以看出，采用1 V p-p正弦波（0dBFS）信號時輸出功率約為13 dBm（I和Q輸入端通過100 Ω電阻端接）。實際上，DAC驅(qū)動電平必須略低于0 dBFS，以減少失真（通常為1 dB至2 dB）。除此之外，均方根驅(qū)動電平也應該降低一些，具體幅度等于載波調(diào)制的峰均比。峰值包絡功率（PEP）與均方根功率之比通常在5 dB（對于類似于QPSK的調(diào)制方案，在調(diào)制為恒定包絡的特殊情況下則為0 dB）至10 dB（對于更高階的QAM調(diào)制方案）范圍內(nèi)。參見圖6，這表明0 dBm至10 dBm范圍內(nèi)的輸出功率水平是可行的。

單載波寬帶碼分多址（WCDMA）信號的鄰道功率比（ACPR）已成為評估電路系統(tǒng)級失真（也就是相對于僅依靠IP3和IMD電平的評估）的主流指標。圖6顯示了測得的電路ACPR與輸出功率水平之間的關系。在采用WCDMA信號的情況下，ACPR定義為載波（帶寬3.84 MHz）中的功率與鄰道（通道間隔為5 MHz）中的功率之比，同樣也是在3.84 MHz帶寬條件下測量。該曲線還