以電池供電PWM應(yīng)用為目標(biāo)的FET偏置方法

d類音頻放大器等很多pwm （脈寬調(diào)制）應(yīng)用都需要對稱的驅(qū)動(dòng)電路。圖1中的cmos對由互補(bǔ)的 n溝道和p溝道 fet器件組成，連接了柵極和源極，提供了通向正電源或負(fù)電源的低阻抗路徑，并能直接驅(qū)動(dòng)邏輯電平n溝道 fet。cmos對和邏輯電路驅(qū)動(dòng)器的直接耦合在 pwm 系統(tǒng)中工作得很好，在這些系統(tǒng)中，控制器件的工作電壓與邏輯電路相同。但是，提高輸出 fet 的電源電壓的同時(shí)，從電壓較低的邏輯電路驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O，結(jié)果會(huì)導(dǎo)致 p溝道器件保持導(dǎo)電狀態(tài)，這是因?yàn)殡娫措妷褐g存在差異。

為了實(shí)現(xiàn)切斷狀態(tài)，放大器的 p溝道 fet 的柵極必須連接到正電源軌?；パa(bǔ) cmos 邏輯電平驅(qū)動(dòng)器無法容納放大器較高的正電源電壓，并且各種替代方法（比如利用商品化 fet 驅(qū)動(dòng)器和運(yùn)算放大器電平移位電路）會(huì)提高成本和復(fù)雜性。你可添加一個(gè)外部高壓 n溝道 fet 來驅(qū)動(dòng) p溝道放大器 fet 的柵極（圖 2）。但是，電容性負(fù)載會(huì)在驅(qū)動(dòng)波形上造成指數(shù)上升特征，從而使 p溝道 fet 在其線性工作區(qū)內(nèi)停留更長的時(shí)間，并因此限制了開關(guān)頻率，導(dǎo)致串聯(lián) fet 的明顯功率損耗。

目前這一代pwm系統(tǒng)能夠工作在較高的開關(guān)頻率，并且如圖 3 所示，使你能在邏輯電平驅(qū)動(dòng)器的輸出端和p溝道輸出 fet 的柵極之間使用直流阻塞耦合電容器，即cb。電阻分配器r1和r2把直流電偏置電壓施加到輸出 fet 的柵極，它等于輸出端的電源電壓和電源線中點(diǎn)的邏輯電壓之差。例如，在一個(gè)從5v微控制器驅(qū)動(dòng)的12v d類pwm音頻放大器中，把p溝道fet的柵極偏置在9.5v（12 v-5 v/2）。之所以把那些被規(guī)定用于邏輯電平柵極驅(qū)動(dòng)的fet用作輸出器件，是因?yàn)槠渌黤et在5v或更低的柵極驅(qū)動(dòng)電壓沒有呈現(xiàn)出標(biāo)稱的ids特性。

由電池供電并具備電阻分配器輸出級偏置的放大器引起了一個(gè)額外的復(fù)雜問題。隨著電池電壓下降，偏置電壓也下降。不過，無論電源電壓如何變化，你都可使用電壓參考ic或齊納二極管（即d1）來提供恒定的偏置電壓（圖4）。這種方法的功耗低于單純的電阻分配器，并在耦合電容器的選擇方面提供了更大的靈活性，以便抑制波形的減弱。一種基于德州儀器公司的tpa2010 pwm功率放大ic的d類音頻功率放大器（參考文獻(xiàn)1），把tpa2010的2.5w差分輸出提高至超過200 wrms，并輸入到8ω負(fù)載中（圖 5）。