解讀SAR ADC驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器選擇

　　這個(gè)問題可以通過延長(zhǎng)采集時(shí)間來緩解。對(duì)于 ADS8361 而言，規(guī)定的轉(zhuǎn)換時(shí)間是采集時(shí)間的四倍。如果將采集時(shí)間延長(zhǎng)三倍或 300%，那么我們將可以獲得轉(zhuǎn)換器最高吞吐率的 70%，或 357 kSPS。與通過降低對(duì)輸入信號(hào)緩沖電路的要求來獲得相關(guān)益處的做法相比較而言，這種犧牲速度的做法是可取的。表 1 表明：作為外部時(shí)鐘周期數(shù)的一個(gè)函數(shù)，ADS8361 采集時(shí)間的延長(zhǎng)和相應(yīng)吞吐率下降的情況。

　　表 1：一個(gè)采集時(shí)間函數(shù)的吞吐率

　　優(yōu)化 RC，以實(shí)現(xiàn)特定的頻率性能

　　現(xiàn)在您就可以獲得設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路的程序。首先，選擇適合您系統(tǒng)電源軌的運(yùn)算放大器，并記錄下這種放大器的輸入和輸出極限，同時(shí)弄清楚 ADC 輸入范圍調(diào)整的可能性，以便更好地與運(yùn)算放大器的性能相匹配。其次，確定適當(dāng)?shù)牟杉瘯r(shí)間，并相應(yīng)地設(shè)定系統(tǒng)時(shí)序。接下來，選擇 RC 電路中的相關(guān)數(shù)值，采集時(shí)間和 RC 濾波器時(shí)間常數(shù)之間的比率 (k) 取決于 ADC 的分辨率。最后，選擇具備足夠增益帶寬的運(yùn)算放大器來驅(qū)動(dòng)該 RC 電路，而且所選的運(yùn)算放大器應(yīng)具有適當(dāng)?shù)恼{(diào)整時(shí)間。對(duì)許多不同 SAR 轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用來說，該設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路的程序非常穩(wěn)健而有效。然而，有時(shí)候作為能夠改善性能系統(tǒng)的 RC 濾波器的一些優(yōu)化措施而言，這僅僅是一個(gè)開端。

　　例如，我們打算優(yōu)化先前討論的電路。在探索如何優(yōu)化 ADS8361 前端的輸入 RC 濾波器之前，我們需要確定有關(guān)的工作條件：所采用的輸入時(shí)鐘頻率為9.9968MHz，設(shè)定的采樣頻率為 199.936kSPS;由這兩個(gè)數(shù)值所產(chǎn)生的結(jié)果是，ADC 的轉(zhuǎn)換時(shí)間為 1.6μs，而采樣時(shí)間為 3.4μs。因此，對(duì)于這個(gè) 16 位的轉(zhuǎn)換器而言，我們就需要 12 個(gè)時(shí)間常數(shù)的外部 RC 濾波器來與相應(yīng)的采集時(shí)間匹配。這種條件可將 RC 電路的帶寬設(shè)置為：

　　其是：k =12，由此可以實(shí)現(xiàn) 562kHz 的帶寬。

　　對(duì)于一個(gè)低噪聲的系統(tǒng)而言，根據(jù)實(shí)際需要，可以采用盡可能高的帶寬。但是，也不要把帶寬設(shè)置得過高。因?yàn)閹捲礁?，其所允許的噪聲也就越高，所以必須在 RC 設(shè)定時(shí)間和該帶寬之間取得一個(gè)平衡值。

　　為了確定 RC 濾波器的最佳值，我們?cè)褂眠^一個(gè)低輸出阻抗的信號(hào)源。圖 8 為用于測(cè)量的測(cè)試設(shè)置。

　　圖 8：通過采用理想的信號(hào)源，選擇 RC 濾波器

　　采用這種設(shè)置，測(cè)量結(jié)果不會(huì)受到輸入緩沖器的影響。值得注意的是，最終計(jì)算結(jié)果應(yīng)包括信號(hào)源的輸出阻抗。在所述示例中，該阻抗為 20Ω。如欲了解測(cè)量結(jié)果敬請(qǐng)參見圖 9-10。

　　圖9：在不同的RC 常數(shù)時(shí)，測(cè)量得出的THD值

　　圖10：在不同的RC 常數(shù)時(shí)，測(cè)量得出的SNR、SFDR 以及SINAD值

　　從這些測(cè)量結(jié)果中，我們發(fā)現(xiàn)，當(dāng) k = 7 時(shí)，可獲得最佳的 THD 值;而當(dāng) k = 6 時(shí)，可獲得最佳的 SFDR 值。并且還可以很直觀地看出，這些測(cè)量結(jié)果具有某種意義：因?yàn)?k 值越小，RC 濾波器的帶寬也就越低，從而降低了噪聲。然而，當(dāng) k 值變小時(shí)，我們發(fā)現(xiàn)性能也隨之降低。出現(xiàn)這種情況是因?yàn)闀r(shí)間常數(shù)太大，而且它不能對(duì)采樣電容器上的輸入電壓進(jìn)行相應(yīng)的設(shè)置，從而導(dǎo)致測(cè)量誤差的出現(xiàn)。

　　另外，從測(cè)量結(jié)果中我們還發(fā)現(xiàn)，設(shè)計(jì)程序 (procedure-chosen) 和最佳值之間的性能差異約為 2-3 dB。根據(jù)具體的應(yīng)用情況不同，這種差異也許會(huì)很明顯，也許會(huì)不明顯。為什么在設(shè)計(jì)程序和最佳結(jié)果之間會(huì)出現(xiàn)差異呢?因?yàn)樵O(shè)計(jì)程序假定為 ADC 輸入采樣電容器充電時(shí)，出現(xiàn)了最糟糕的情況。因此，為調(diào)整時(shí)間設(shè)定了最保守的數(shù)值;而通過測(cè)試來實(shí)現(xiàn)優(yōu)化性能，我們經(jīng)常發(fā)現(xiàn)電路的運(yùn)行條件并非最糟糕的，同時(shí)還發(fā)現(xiàn)，用于確定設(shè)計(jì)程序的一些假設(shè)必須予以修正。

結(jié)論

　　為了完成信號(hào)鏈的最終性能評(píng)估，我們選用當(dāng) k = 6.36 或截止頻率 = 298kHz 時(shí)的 RC 濾波器。在這種前提下，我們采用一只 2.2nF 的COG 型電容器和一只243Ω 的電阻。通過延長(zhǎng)采集時(shí)間來降低 ADC 的運(yùn)行速度，具有其它優(yōu)點(diǎn)：即濾波器的截止頻率限制了 ADC 輸入信號(hào)的有效噪聲帶寬和運(yùn)算放大器輸出信號(hào)的有效噪聲帶寬。

　　當(dāng)采用 ADC 最高的采樣速度時(shí)，采集時(shí)間為 400ns。采用上述相同標(biāo)準(zhǔn)(k = 6.36)時(shí)，一階濾波器的有效噪聲帶寬為 4MHz。

　　當(dāng)采集時(shí)間由 400ns 延長(zhǎng)至 3.4μs 時(shí)，有效噪聲帶寬則下降為 562kHz。

　　當(dāng)選擇配置和組件值時(shí)，請(qǐng)采用上述測(cè)量所得出的結(jié)果。圖 11為最終調(diào)整圖。

　　圖11：最終測(cè)量調(diào)整

　　通過對(duì)測(cè)量結(jié)果的比較，我們發(fā)現(xiàn)，設(shè)計(jì)信號(hào)鏈時(shí)，此程序是如此的重要。作為參考，我們采用了 ADS8361 產(chǎn)品說明書中的數(shù)值。接下來，我們將從測(cè)試中獲得的結(jié)果與 ADC 前端所選用的 RC 濾波器進(jìn)行比較。從表 2 中我們看出，THD 性能出現(xiàn)了下降的現(xiàn)象，這種下降現(xiàn)象可以歸因于信號(hào)源(很顯然，這并不是用于描繪 ADS8361 特性的同一信號(hào)源)。最后需要進(jìn)行比較的是，從整體解決方案中所得到的測(cè)量結(jié)果。該解決方案包括具有 RC 濾波器的 OPA365 以及 ADS8361。

　　表 2 最終測(cè)量結(jié)果的比較

　　至此，您可以得出這樣的結(jié)論：對(duì) ADC 轉(zhuǎn)換器前端的緩沖電路進(jìn)行合理的設(shè)計(jì)并不會(huì)降低系統(tǒng)的性能。圖 12 為整個(gè)系統(tǒng)的 FFT 測(cè)量結(jié)果。

　　圖12：整個(gè)信號(hào)鏈的測(cè)量結(jié)果

　　結(jié)論

　　我們介紹了 SAR 型 ADC 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)程序，這種驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)重點(diǎn)旨在運(yùn)算放大器的要求以及優(yōu)化運(yùn)算放大器和 ADC 系統(tǒng)的若干技術(shù)。同時(shí)，我們還闡述了如何進(jìn)一步優(yōu)化 SAR 前端的 RC 電路，但是這些性能調(diào)整針對(duì)不用的應(yīng)用而不同，因此，需要對(duì)其進(jìn)行仔細(xì)斟酌。另外，我們還發(fā)現(xiàn)對(duì) ADC 轉(zhuǎn)換器前端的緩沖電路進(jìn)行合理的設(shè)計(jì)并不會(huì)降低系統(tǒng)的性能。