ADC信噪比的分析及高速高分辨率ADC電路的實(shí)現(xiàn)

在雷達(dá)、導(dǎo)航等軍事領(lǐng)域中，由于信號(hào)帶寬寬(有時(shí)可能高于10mhz)，要求adc的采樣率高于30msps，分辨率大于10位。目前高速高分辨率adc器件在采樣率高于10msps時(shí)，量化位數(shù)可達(dá)14位，但實(shí)際分辨率受器件自身誤差和電路噪聲的影響很大。在數(shù)字通信、數(shù)字儀表、軟件無(wú)線電等領(lǐng)域中應(yīng)用的高速adc電路，在輸入信號(hào)低于1mhz時(shí)，實(shí)際分辨率可達(dá)10位，但隨輸入信號(hào)頻率的增加下降很快，不能滿足軍事領(lǐng)域的使用要求。

針對(duì)這一問(wèn)題，本文主要研究在不采用過(guò)采樣、數(shù)字濾波和增益自動(dòng)控制等技術(shù)條件下，如何提高高速高分辨率adc電路的實(shí)際分辨率，使其最大限度地接近adc器件自身的實(shí)際分辨率，即最大限度地提高adc電路的信噪比。為此，本文首先從理論上分析了影響adc信噪比的因素；然后從電路設(shè)計(jì)和器件選擇兩方面出發(fā)，設(shè)計(jì)了高速高分辨率adc電路。經(jīng)實(shí)測(cè)表明，當(dāng)輸入信號(hào)頻率為0．96mhz時(shí)，該電路的實(shí)際分辨率為11．36位；當(dāng)輸入信號(hào)頻率為14．71mhz日寸，該電路的實(shí)際分辨率為10．88位。

1 影響adc信噪比因素的理論分析

adc的實(shí)際分辨率是用有效位數(shù)enob標(biāo)稱(chēng)的。不考慮過(guò)采樣，當(dāng)滿量程單頻理想正弦波輸入時(shí)，實(shí)際分辨率可用下式表示：

enob=[sina0(db)-1．76]／6．02 (1)

式中，sinad表示adc的信噪失真比，指adc滿量程單頻理想正弦波輸入信號(hào)的有效值與adc輸出信號(hào)的奈奎斯特帶寬內(nèi)的全部其它頻率分量(包括諧波分量，但不包括直流允量)的總有效值之比。

adc的信噪比snr，指adc滿量程單頻理想正弦波輸入信號(hào)的有效值與adc輸出信號(hào)的奈奎斯特帶寬內(nèi)的全部其它頻率分量(不包括直流分量和諧波分量)總有效值之比。

由此可知，當(dāng)adc的總諧波失真thd一定時(shí)，有效位數(shù)enob取決于snr；adc的snr越高，其有效位數(shù)enob就越高。下面就來(lái)分析影響adc信噪比snr的因素。

理想adc的噪聲由其固有的量化誤差(也稱(chēng)為量化噪聲，如圖1所示)產(chǎn)生。但實(shí)際使用的adc是非理想器件，它的實(shí)際轉(zhuǎn)換曲線與理想轉(zhuǎn)換曲線之間存在偏差，表現(xiàn)為多種誤差，如零點(diǎn)誤差、滿度誤差、增益誤差、積分非線性誤差inl、微分非線性誤差dnl等。其中，零點(diǎn)誤差、滿度誤差、增益誤差是恒定誤差，只影響adc的絕對(duì)精度，不影響adc的snr。inl指的是在校準(zhǔn)上述恒定誤差的基礎(chǔ)上，adc實(shí)際轉(zhuǎn)換曲線與理想轉(zhuǎn)換曲線的最大偏差。而dnl指的是adc實(shí)際量化間隔與理想量化間隔的最大偏差，改變adc的量化誤差，能更直接地計(jì)算出adc實(shí)際轉(zhuǎn)換曲線與理想轉(zhuǎn)換曲線的偏差對(duì)adc的snr的影響。

上述誤差和噪聲的存在，導(dǎo)致adc的snr下降。下面先給出理想adc的snr計(jì)算公式，然后具體分析微分非線性誤差dnl、孔徑抖動(dòng)△tj和熱噪聲對(duì)adc的snr的影響。

1．1理想adc的snr

理想adc的量化誤差g(υ)與滿量程內(nèi)輸入信號(hào)的電壓v的關(guān)系如圖1所示。量化誤差為在[-q/2，q/2]內(nèi)均勻分布且峰-峰值等于q(q=1lsb，lsb表示理想adc的最小量化間隔)的鋸齒波信號(hào)。

設(shè)n位adc滿量程電壓為±1v，輸入信號(hào)為s(t)=sinωt，則輸入信號(hào)電壓有效值vs=1/√2=2n/2√2×q，量化噪聲電壓有效值于是得adc輸出信噪比為

snr=6．02n+1．76(db)

1．2微分非線性誤差dnl

非理想adc的量化間隔是非等寬的，這將導(dǎo)致adc器件不能完全正確地把模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化成相應(yīng)的二進(jìn)制碼，從而造成snr的下降；且adc每個(gè)量化的二進(jìn)制碼所對(duì)應(yīng)的量化間隔都不同，為便于分析，用ε(lsb)= εq表示實(shí)際量化間隔與理想量化間隔誤差的有效值，并近似認(rèn)為由于dnl的影響，在無(wú)失碼條件(dnl<1lsb)下，量化誤差均勻分布在[-上q+εq/2，q+εq/2]和[-q－εq/2，q－εq/2]內(nèi)。如圖1 中實(shí)線所示（虛線偽理想adc量化誤差）。這樣，在考慮了dnl之后的adc量化噪聲電壓vq_dnl為：

孔徑時(shí)間又稱(chēng)孔徑延遲時(shí)間，是指對(duì)adc發(fā)出采樣命令(采樣時(shí)鐘邊沿)時(shí)刻與實(shí)際開(kāi)始采樣時(shí)刻之間的時(shí)間間隔。相鄰兩次采樣的孔徑時(shí)間的偏差稱(chēng)為孔徑抖動(dòng)，記作△tj?？讖蕉秳?dòng)造成了信號(hào)的非均勻采樣，引起了誤差，設(shè)adc滿量程電壓為±1v輸入信號(hào)為s(t)=sinωt，孔徑抖動(dòng)有效值為σ△tj，則由孔徑抖動(dòng)帶來(lái)的誤差電壓為：

這里將adc電路中微分非線性誤差dnl、孔徑抖動(dòng)△tj外的其它噪聲都等效為adc輸入端的熱噪聲電壓vtn，設(shè)其有效值為σtn。

1．5非理想adc的snr

一般情況下，量化噪聲、微分非線性誤差dnl、孔徑抖動(dòng)△tj和熱噪聲彼此相互獨(dú)立，綜合芍慮這四個(gè)因素的影響，可得到adc的snr計(jì)算公式如卡：

對(duì)于高分辨率adc器件，其固有量化誤差、微分非線性誤差dnl和器件熱噪聲均較小。當(dāng)fin較高時(shí)，adc電路的snr主要取決于孔徑抖動(dòng)，此時(shí)有

電路設(shè)計(jì)目標(biāo)：有效位數(shù)enob≥10．50bit、采樣率為40msps、輸入信號(hào)頻率小于15mhz，輸入信號(hào)幅度為-ldbfs。該指標(biāo)能滿足數(shù)字儀表、高速數(shù)據(jù)采集卡、軟件無(wú)線電和雷達(dá)、導(dǎo)航等領(lǐng)域中數(shù)字波束形成的要求。

2．1電路設(shè)計(jì)與器件選擇

本電路主要由模／數(shù)轉(zhuǎn)換器adc、輸入電路、輸出屯路、時(shí)鐘電路和電源電路組成，如圖2所示。

時(shí)鐘電路的設(shè)計(jì)主要包括ad6644ast-65采樣時(shí)鐘相位噪聲指標(biāo)的確定以及pecl差分時(shí)鐘的實(shí)現(xiàn)。

adc電路的孔徑抖動(dòng)有效值σ△tj，包括adc器件自

2．1．2 adc輸入電路

adc輸入電路多采用運(yùn)放直流耦合或變壓器交流耦合方式，為輸入信號(hào)提供增益、偏置和緩沖。

為進(jìn)行比較，同時(shí)也提供運(yùn)放直流耦合方式，采用adi公司的低噪運(yùn)放ad8138。根據(jù)ad8138的關(guān)參數(shù)，計(jì)算得到的ad8138輸出的總諧波失真和熱噪聲之和大于1lsb。該指標(biāo)可能導(dǎo)致無(wú)法滿足電路熱噪聲不大于1．50lsb的設(shè)計(jì)要求，并帶來(lái)更大的諧波失真。因此可預(yù)知，采用ad8138時(shí)，adc電路的有效位數(shù)enob會(huì)比采用變壓器時(shí)的有效位數(shù)enob有所下降，甚至達(dá)不到設(shè)計(jì)要求。
2．1．3 adc輸出電路

adc的模擬輸入和數(shù)據(jù)輸出之間存在少量的寄生電容，adc數(shù)據(jù)輸出線上的噪聲會(huì)通過(guò)這些寄生電容耦合到模擬輸入端，導(dǎo)致adc的snr和有效位數(shù)enob下降。為解決這一問(wèn)題，可在adc數(shù)據(jù)輸出端接一鎖存器。

為減小adc電源的波動(dòng)，應(yīng)盡量降低adc輸出端的負(fù)載電容和輸出電流。在adc數(shù)據(jù)輸出端接一鎖存器可避免將其直接連在數(shù)據(jù)總線上，有效限制了其輸出端的負(fù)載電容；在adc每一個(gè)數(shù)據(jù)輸出端都串聯(lián)一個(gè)電阻，可限制其輸出電流。

本電路采用74lc574作為ad6644ast-65的輸出數(shù)據(jù)鎖存器，同時(shí)每一個(gè)數(shù)據(jù)輸出端都串聯(lián)一個(gè)100ω的電阻。

2．1．4電源、地和去耦電路

ad6644ast-65的電源抑制比psrr≈±lmv／v，當(dāng)外接電源的紋波為峰-峰值100mv時(shí)，等效于在ad6644ast-65輸入端產(chǎn)生100μv(0．77lsb)大小的噪聲，這相對(duì)于設(shè)計(jì)指標(biāo)而言是不能接受的。為減小外接電源對(duì)電路的影響，本電路采用linear公司的低壓差ldo線性穩(wěn)壓器ltl086-5和ltlll7-3．3(兩個(gè)芯片的psrr均大于60db) 對(duì)外接穩(wěn)壓電源進(jìn)行穩(wěn)壓，為ad6644ast-65等模擬電路提供5v電源和3．3v電源。

時(shí)鐘、adc的輸出信號(hào)以及后級(jí)數(shù)字電路的數(shù)字信號(hào)的跳變都會(huì)引起電源電流的急劇變化，由于印刷電路板的電源線和地線上存在分布電阻、電容和電感，當(dāng)有變化的電流經(jīng)過(guò)時(shí)，其上的壓降也隨之變化；頻率較高時(shí)，就表現(xiàn)為電地間的高頻雜波。為降低這類(lèi)雜波干擾，本電路采取以下措施： · 時(shí)鐘電路的5v電源，由vcc_5va串聯(lián)一磁珠fb得到；

ad6644ast-65后級(jí)數(shù)字電路的3．3v電源，由vcc_3．3va串聯(lián)一磁珠fb得到；
模擬地和數(shù)字地分開(kāi)布線，并在一點(diǎn)用磁珠fb相連；
adc的所有電源管腳都就近對(duì)地接去耦電容。
磁珠對(duì)mhz級(jí)以上的信號(hào)有較好的吸收作用，能有效降低時(shí)鐘電源、數(shù)字電源對(duì)ad6644ast-65模擬電源的影響，以及數(shù)字地對(duì)模擬地的影響。

去耦對(duì)于高速高分辨率adc電路尤為重要。為此，本電路采用0．01μf的npo材料(屬低損耗、超穩(wěn)定的電容材料，電氣特性基本上不隨溫度、電壓、時(shí)間的變化而變化，自諧振頻率較高，適用于高頻場(chǎng)合)自0 1206封裝的貼片電容和0．1μf的x7r材料(屬穩(wěn)定性電容材料，電氣特性隨溫度、電壓、時(shí)間變化不明顯，適用于中、低頻場(chǎng)合)的0805封裝的貼片電容并聯(lián)，有效地濾除電地間較寬頻帶的雜波。

2．1．5電路板的布局布線

adc界于模擬電路和數(shù)字電路之間，且通常被劃歸為模擬電路。為減小數(shù)字電路的干擾，應(yīng)將模擬電路和數(shù)字電路分開(kāi)布局；為減小信號(hào)線上的分布電阻、電容和電感，應(yīng)盡量縮短導(dǎo)線長(zhǎng)度和增大導(dǎo)線之間的距離；為減小電源線和地線的阻抗，應(yīng)盡量增大電源線和地線的寬度，或采用電源平面、地平面。本電路在設(shè)計(jì)印刷電路板時(shí)，都遵循了以上原則。 2．2電路測(cè)試結(jié)果

采用信號(hào)發(fā)生器hp8640b產(chǎn)生0~15mhz的單頻正弦信號(hào)，經(jīng)相應(yīng)帶通濾波器濾波(各次諧波均小于-90dbc)后作為本電路的輸入信號(hào)，濾波后信號(hào)在ad6644ast-65輸入端幅度為-ldbfs。

ad6644ast-65輸出數(shù)字信號(hào)經(jīng)74lc574鎖存后，存儲(chǔ)于邏輯分析儀hpl6702a中。hpl6702a狀態(tài)分析時(shí)鐘取自ad6644ast-65的dry管腳，該信號(hào)頻率和ad6644ast-65采樣時(shí)鐘頻率一致，為40mhz。

通過(guò)對(duì)邏輯分析儀hpl6702a每次存儲(chǔ)的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行16384點(diǎn)fft分析，可得到奈奎斯特帶寬內(nèi)總功率pσ、輸入信號(hào)功率只以及總諧波失真與噪聲功率之和pn+thd=pσ-ps。經(jīng)計(jì)算得到電路的有效位數(shù)enob=[sinad(db)-1．76]／6．02=[ps (db)-pn+thd (db)-1．76]／6．02。

圖3(a)、(b)、(c)為在三種不同測(cè)試條件下，ad6644ast-65輸出數(shù)字信號(hào)的fft分析頻譜圖和有效位數(shù)enob。