電子負載用軟開關DC/DC變換器的實現(xiàn)

1　引　言
　　
隨著科技的發(fā)展，各類電力電子產(chǎn)品得到了越來越廣泛的應用。然而，目前對這些產(chǎn)品的試驗多以電阻箱和水阻試驗臺等作負載。這類負載采用有級調(diào)節(jié)，有固定阻值或固定負載特性曲線，負載形式單一，功率??；輸入這些試驗設備的電能全部被消耗掉，經(jīng)濟損失較大；并且占用了較大的安裝空間。模擬電子負載就是為克服上述試驗設備的缺點而研制的一種電力電子裝置，是計算機技術(shù)、微機測控技術(shù)、電力電子技術(shù)的綜合運用。相對于目前廣泛使用的能耗型負載，這種電子負載體積小、節(jié)省空間從而降低了系統(tǒng)供電的容量等級，不僅具有試驗功能，還能將被試設備的輸入功率無污染地反饋回電網(wǎng)，符合大功率場合應用的需要。

電子負載由dc／dc直流變換器和dc／ac逆變器組成，如圖1所示。dc／dc變換器完成從被試設備到dc／ac的直直變換，dc／ac逆變器檢測電網(wǎng)同步信號，將被試電源輸出的能量反饋回電網(wǎng)?？梢钥闯?，能量由電網(wǎng)經(jīng)整個試驗系統(tǒng)后饋回電網(wǎng)供系統(tǒng)循環(huán)使用，實際損耗主要是被試電源和負載模塊的損耗。以通訊電源作被試電源為例，通訊電源的輸出電壓恒定，電網(wǎng)電壓在一定范圍內(nèi)也近似恒定，通訊電源輸出電流的大小直接正比于系統(tǒng)所模擬的功率的大小，即正比于交流側(cè)電流的大小。因此，正確設置電子負載的給定電流大小和功率因數(shù)角，即可模擬阻性、阻感性等各種復雜的負載形式。
　　
全橋dc／dc變換器的常用控制方法是，采用pwm技術(shù)同時開通或關斷斜對角的一對功率管，使其處于硬開關工作過程，通過改變變壓器副邊輸出電壓的占空比來調(diào)整輸出直流電壓的大小。功率管在電壓不為零時開通和電流不為零時關斷，因此，隨著工作頻率的提高，缺點越來越明顯。首先，隨著開關頻率的提高，器件的開關損耗成正比上升，在器件總損耗中所占比重急劇增大，使系統(tǒng)效率降低，處理功率的能力減小。其次，功率器件開關過程導致的di／dt和du／dt會引起強烈的電磁干擾（emi）噪聲。另外，開關過程引起的ldi／dt易使器件過壓或過流，導致器件的損壞；同時，由于散熱困難而阻礙了變換器體積的進一步減小?；谝陨峡紤]，在所研制的電子負載中采用全橋軟開關dc／dc變換器。

2　系統(tǒng)設計

2．1　dc／dc主電路軟開關方案的選擇　　

近年來，人們針對全橋軟開關變換器提出了不少拓撲，大致可分為zvs，zcs和zvzcs三種策略。zvs方式中，功率器件輸出電容與變壓器漏感諧振，器件在零電壓狀態(tài)下開通。但變壓器副邊整流管換流使輸出電壓發(fā)生占空比丟失，且滯后橋臂零不易實現(xiàn)zvs。zcs方式中，變壓器原邊電流復位，器件在零電流狀態(tài)下關斷，但諧振電容電壓換向使輸出電流發(fā)生占空比丟失，且滯后橋臂較難實現(xiàn)zcs。電子負載中，dc／dc為低壓大電流的升壓變換，特點是變壓器原邊輸入電流和副邊輸出電壓很大，所以，這兩種方式都會造成系統(tǒng)效率的嚴重降低，是不可接受的。zvzcs變換策略則可避免上述兩方式固有的缺陷。本設計的dc／dc變換器主電路原理如圖2所示。 　　

本設計是用在變壓器副邊并聯(lián)儲能電容c1，c2的方法來實現(xiàn)原邊電流的復位〔1〕，如圖3所示，共有六種工作模式：
　　
模式0：（t2，t3）區(qū)間。在t2時刻導通q4，變壓器漏感l(wèi)k與c1，c2諧振使c1，c2通過d7充電，由于d5，d6的箝位作用，c1，c2充電至v2，能量由變壓器原邊流向c1，c2和負載。
　　
模式1：（t3，t4）區(qū)間。q1，q2導通，能量由變壓器原邊流向負載。
　　
模式2：（t4，t5）區(qū)間。在t4時刻關斷q1，由于cp1上的電壓為零，q1為零電壓關斷，此后cp1充電，cp3放電，v1減小，當變壓器副邊電壓小于v2時，c1，c2開始放電。能量由c1，c2和變壓器原邊流向負載。
　　
模式3：（t5，t7）區(qū)間。cp3放電完畢，d3導通，此時導通q3，由于d3的箝位作用，q3為零電壓開通。v1減小，c1，c2繼續(xù)放電，變壓器副邊二極管整流橋反偏，變壓器副邊電流為零，原邊只有很小的勵磁電流，近似于開路。負載電流流過c1，c2和續(xù)流二極管，變壓器原副邊沒有能量的聯(lián)系。
　　
模式4：（t7，t8）區(qū)間。在t7時刻關斷q4，由于變壓器原邊電流近似為零，q4為零電流關斷。c1，c2放電完畢后，負載電流只流過續(xù)流二極管，變壓器原副邊電流仍近似為零。
　　
模式5：（t8，．）區(qū)間。在t8時刻導通q2，由于變壓器原邊電流近似為零，q2為零電流開通。變壓器原邊電流反向，重復模式0，下半個周期開始。

2．2　控制電路設計

2．2．1　控制原理
　　
系統(tǒng)控制原理見圖3〔2〕。（t2，t4）期間，q1和q2導通，變壓器原邊電壓v ab為vin，（t8，t10）期間，q2和q3導通，變壓器原邊電壓為－vin。由圖可見，輸出電壓的大小取決于q1、q3和q2、q4的導通時間，即相移的大??；偏磁產(chǎn)生的原因是兩對功率管導通時間存在差異及管壓降不同，所以，同樣可通過改變功率管的導通時間來加以補償。例如，若輸出電壓偏低，則q2、q4左移，反之右移，移動范圍如圖中陰影面積所示，t6，t8和t12，t13分別為q2、q4移動的下限和上限。若檢測變壓器原邊電流中存在正直流分量，則q1、q3不變，q4下降沿左移，脈寬變??；q2、q4互補導通，q2上升沿相應左移，脈寬變大，二者脈寬之和不變，結(jié)果是q2、q3導通時間大于q1、q4導通時間，起到了消除偏磁的效果。

2．2．2　控制系統(tǒng)硬件設計
　　
目前的移相控制方式中，普遍使用的是基于3875芯片的pwm脈沖發(fā)生電路，其原理是將變換器輸出電壓采樣后與給定電壓比較，根據(jù)比較結(jié)果調(diào)節(jié)觸發(fā)脈沖，使輸出直流電壓控制在給定范圍內(nèi)。這種方法的特點是硬件電路簡單，使用方便。缺點是必須借助相應的硬件電路才能抑制逆變變壓器單向偏磁所引起的飽和問題。然而，由控制原理可以看出，利用高速微處理器對逆變橋功率管的開關進行實時控制完全可實現(xiàn)以上功能。本文討論的基于dsp的pwm移相控制電路，可采取多種控制策略，結(jié)構(gòu)簡單，可靠性高，能最大限度地節(jié)省硬件，能編程實現(xiàn)不同的控制策略，十分靈活。

控制系統(tǒng)由脈沖發(fā)生電路，檢測電路和顯示電路構(gòu)成，如圖4所示。數(shù)字信號處理芯片tms320f240用作控制核心。tms320f240是ti公司為滿足控制應用而設計的，它有高速信號處理和數(shù)字控制功能所必需的體系結(jié)構(gòu)特點，而且它有為電機控制應用提供單片解決方案所必需的外圍設備。tms320f240的指令執(zhí)行速度是20mips，這種高性能使較為復雜的控制算法可以實時執(zhí)行。其內(nèi)部集成了16k的flasheeprom，無須擴展程序存儲器。lem模塊對變壓器原邊電流i1進行采樣，經(jīng)信號調(diào)整電路濾波，滯環(huán)比較，結(jié)果為電平信號作為dsp輸入，消除偏磁；過壓、過流恒溫等物理量經(jīng)故障信號傳感器、故障檢測及調(diào)整電路轉(zhuǎn)化為電平信號送給dsp，進行相應的控制。死區(qū)由4098硬件產(chǎn)生，保證控制的可靠性。

2．3　控制電路軟件設計

設置了五個中斷：t1定時器中斷，cmp1、cmp2、cmp3三個比較中斷和pdpint一個保護中斷。t1定時器中斷用于調(diào)整變換頻率，cmp1、cmp2、cmp3三個比較中斷用于調(diào)整輸出電壓和控制偏磁，pdpint電源保護中斷保證當系統(tǒng)處于非正常工作狀態(tài)時可以緊急停機。流程如圖5所示。

3　實驗結(jié)果及結(jié)論

圖6為調(diào)制頻率為20khz時的實驗波形。圖6（a）中，通道1為q1兩端的電壓波形，通道2為相應的觸發(fā)脈沖。可以看出，實現(xiàn)了q1的零電壓開通和關斷，q3同。圖6（b）中，通道1為變壓器原邊電流，通道2為q4的觸發(fā)脈沖?？梢钥闯觯瑢崿F(xiàn)了q4的零電流開通和關斷，q2同。此外，經(jīng)實驗驗證，本方案具有響應速度快，控制靈活可靠的優(yōu)點。經(jīng)過測試，變換器的效率達到87％，比傳統(tǒng)的硬開關全橋dc／dc逆變器提高了4％，效果比較理想。