影響開(kāi)關(guān)模式、DC-DC轉(zhuǎn)換器效率的主要因

合理選擇SMPS IC

合理選擇SMPS IC的封裝、控制架構(gòu)，并進(jìn)行合理設(shè)計(jì)，可以有效提高轉(zhuǎn)換效率。

集成功率開(kāi)關(guān)

功率開(kāi)關(guān)集成到IC內(nèi)部時(shí)可以省去繁瑣的MOSFET或二極管選擇，而且使電路更加緊湊，由于降低了線路損耗和寄生效應(yīng)，可以在一定程度上提高效率。根據(jù)功率等級(jí)和電壓限制，可以把MOSFET、二極管(或同步整流MOSFET)集成到芯片內(nèi)部。將開(kāi)關(guān)集成到芯片內(nèi)部的另一個(gè)好處是柵極驅(qū)動(dòng)電路的尺寸已經(jīng)針對(duì)片內(nèi)MOSFET進(jìn)行了優(yōu)化，因而無(wú)需將時(shí)間浪費(fèi)在未知的分立MOSFET上。

靜態(tài)電流

電池供電設(shè)備特別關(guān)注IC規(guī)格中的靜態(tài)電流(I_Q)，它是維持電路工作所需的電流。重載情況下(大于十倍或百倍的靜態(tài)電流I_Q)，I_Q對(duì)效率的影響并不明顯，因?yàn)樨?fù)載電流遠(yuǎn)大于I_Q，而隨著負(fù)載電流的降低，效率有下降的趨勢(shì)，因?yàn)镮_Q對(duì)應(yīng)的功率占總功率的比例提高。這一點(diǎn)對(duì)于大多數(shù)時(shí)間處于休眠模式或其它低功耗模式的應(yīng)用尤其重要，許多消費(fèi)類產(chǎn)品即使在“關(guān)閉”狀態(tài)下，也需要保持鍵盤(pán)掃描或其它功能的供電，這時(shí)，無(wú)疑需要選擇具有極低I_Q的電源。

電源架構(gòu)對(duì)效率的提高

SMPS的控制架構(gòu)是影響開(kāi)關(guān)電源效率的關(guān)鍵因素之一。這一點(diǎn)我們已經(jīng)在同步整流架構(gòu)中討論過(guò)，由于采用低導(dǎo)通電阻的MOSFET取代了功耗較大的開(kāi)關(guān)二極管，可有效改善效率指標(biāo)。

另一種重要的控制架構(gòu)是針對(duì)輕載工作或較寬的負(fù)載范圍設(shè)計(jì)的，即跳脈沖模式，也稱為脈沖頻率調(diào)制(PFM)。與單純的PWM開(kāi)關(guān)操作(在重載和輕載時(shí)均采用固定的開(kāi)關(guān)頻率)不同，跳脈沖模式下轉(zhuǎn)換器工作在跳躍的開(kāi)關(guān)周期，可以節(jié)省不必要的開(kāi)關(guān)操作，進(jìn)而提高效率。

跳脈沖模式下，在一段較長(zhǎng)時(shí)間內(nèi)電感放電，將能量從電感傳遞給負(fù)載，以維持輸出電壓。當(dāng)然，隨著負(fù)載吸收電流，輸出電壓也會(huì)跌落。當(dāng)電壓跌落到設(shè)置門(mén)限時(shí)，將開(kāi)啟一個(gè)新的開(kāi)關(guān)周期，為電感充電并補(bǔ)充輸出電壓。

需要注意的是跳脈沖模式會(huì)產(chǎn)生與負(fù)載相關(guān)的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率(與固定頻率的PWM控制架構(gòu)不同)，很難濾除。

先進(jìn)的SMPS IC會(huì)合理利用兩者的優(yōu)勢(shì)：重載時(shí)采用恒定PWM頻率；輕載時(shí)采用跳脈沖模式以提高效率，圖1所示IC即提供了這樣的工作模式。

當(dāng)負(fù)載增加到一個(gè)較高的有效值時(shí)，跳脈沖波形將轉(zhuǎn)換到固定PWM，在標(biāo)稱負(fù)載下噪聲很容易濾除。在整個(gè)工作范圍內(nèi)，器件根據(jù)需要選擇跳脈沖模式和PWM模式，保持整體的最高效率(圖8)。

圖8中的曲線D、E、F所示效率曲線在固定PWM模式下，輕載時(shí)效率較低，但在重載時(shí)能夠提供很高的轉(zhuǎn)換效率(高達(dá)98%)。如果設(shè)置在輕載下保持固定PWM工作模式，IC將不會(huì)按照負(fù)載情況更改工作模式。這種情況下能夠使紋波保持在固定頻率，但浪費(fèi)了一定功率。重載時(shí)，維持PWM開(kāi)關(guān)操作所需的額外功率很小，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于輸出功率。另一方面，跳脈沖“空閑”模式下的效率曲線(圖8中的A、B、C)能夠在輕載時(shí)保持在較高水平，因?yàn)殚_(kāi)關(guān)只在負(fù)載需要時(shí)開(kāi)啟。對(duì)7V輸入曲線，在1mA負(fù)載的空閑模式下能夠獲得高于60%的效率。


圖8. 降壓轉(zhuǎn)換器在PWM和空閑(跳脈沖)模式下效率曲線，注意：輕載時(shí)，空閑模式下的效率高于PWM模式。

優(yōu)化SMPS

開(kāi)關(guān)電源因其高效率指標(biāo)得到廣泛應(yīng)用，但其效率仍然受SMPS電路的一些固有損耗的制約。設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，需要仔細(xì)研究造成SMPS損耗的來(lái)源，合理選擇SMPS IC，從而充分利用器件的優(yōu)勢(shì)，為了在保持盡可能低的電路成本，甚至不增加電路成本的前提下獲得高效的SMPS，工程師需要做出全面的選擇。

無(wú)源元件損耗

我們已經(jīng)了解MOSFET和二極管會(huì)導(dǎo)致SMPS損耗。采用高品質(zhì)的開(kāi)關(guān)器件能夠大大提升效率，但它們并不是唯一能夠優(yōu)化電源效率的元件。

圖1詳細(xì)介紹了一個(gè)典型的降壓型轉(zhuǎn)換器IC的基本電路。該控制IC集成了兩個(gè)同步整流MOSFET，低R_DS(ON) MOSFET，效率可達(dá)97%。這個(gè)電路中，開(kāi)關(guān)元件集成在IC內(nèi)部，已經(jīng)為具體應(yīng)用預(yù)先選擇了元器件。然而，為了進(jìn)一步提高效率，設(shè)計(jì)人員還需關(guān)注無(wú)源元件—外部電感和電容，了解它們對(duì)功耗的影響。

電感功耗

阻性損耗

電感功耗包括線圈損耗和磁芯損耗兩個(gè)基本因素，線圈損耗歸結(jié)于線圈的直流電阻(DCR)，磁芯損耗歸結(jié)于電感的磁特性。

DCR定義為以下電阻公式：

式中，ρ為線圈材料的電阻系數(shù)，l為線圈長(zhǎng)度，A為線圈橫截面積。

DCR將隨著線圈長(zhǎng)度的增大而增大，隨著線圈橫截面積的增大而減小。可以利用該原則判斷標(biāo)準(zhǔn)電感，確定所要求的不同電感值和尺寸。對(duì)一個(gè)固定的電感值，電感尺寸較小時(shí)，為了保持相同匝數(shù)必須減小線圈的橫截面積，因此導(dǎo)致DCR增大；對(duì)于給定的電感尺寸，小電感值通常對(duì)應(yīng)于小的DCR，因?yàn)檩^少的線圈數(shù)減少了線圈長(zhǎng)度，可以使用線徑較粗的導(dǎo)線。

已知DCR和平均電感電流(具體取決于SMPS拓?fù)?，電感的電阻損耗(P_L(DCR))可以用下式估算：

P_L(DCR) = L_AVG2 × DCR

這里，I_L(AVG)是流過(guò)電感的平均直流電流。對(duì)于降壓轉(zhuǎn)換器，平均電感電流是直流輸出電流。盡管DCR的大小直接影響電感電阻的功耗，該功耗與電感電流的平方成正比，因此，減小DCR是必要的。

另外，還需要注意的是：利用電感的平均電流計(jì)算P_L(DCR) (如上述公式)時(shí)，得到的結(jié)果略低于實(shí)際損耗，因?yàn)閷?shí)際電感電流為三角波。本文前面介紹的MOSFET傳導(dǎo)損耗計(jì)算中，利用對(duì)電感電流的波形進(jìn)行積分可以獲得更準(zhǔn)確的結(jié)果。更準(zhǔn)確。當(dāng)然也更復(fù)雜的計(jì)算公式如下：

P_L(DCR) = (I_P3 - I_V3)/3 × DCR

式中I_P和I_V為電感電流波形的峰值和谷值。

磁芯損耗

磁芯損耗并不像傳導(dǎo)損耗那樣容易估算，很難估測(cè)。它由磁滯、渦流損耗組成，直接影響鐵芯的交變磁通。SMPS中，盡管平均直流電流流過(guò)電感，由于通過(guò)電感的開(kāi)關(guān)電壓的變化產(chǎn)生的紋波電流導(dǎo)致磁芯周期性的磁通變化。

磁滯損耗源于每個(gè)交流周期中磁芯偶極子的重新排列所消耗的功率，可以將其看作磁場(chǎng)極性變化時(shí)偶極子相互摩擦產(chǎn)生的“摩擦”損耗，正比于頻率和磁通密度。

相反，渦流損耗則是磁芯中的時(shí)變磁通量引入的。由法拉第定律可知：交變磁通產(chǎn)生交變電壓。因此，這個(gè)交變電壓會(huì)產(chǎn)生局部電流，在磁芯電阻上產(chǎn)生I2R損耗。

磁芯材料對(duì)磁芯損耗的影響很大。SMPS電源中普遍使用的電感是鐵粉磁芯，鐵鎳鉬磁粉芯(MPP)的損耗最低，鐵粉芯成本最低，但磁芯損耗較大。

磁芯損耗可以通過(guò)計(jì)算磁芯磁通密度(B)的最大變化量估算，然后查看電感或鐵芯制造商提供的磁通密度和磁芯損耗(和頻率)圖表。峰值磁通密度可以通過(guò)幾種方式計(jì)算，公式可以在電感數(shù)據(jù)資料中的磁芯損耗曲線中找到。

相應(yīng)地，如果磁芯面積和線圈數(shù)已知，可利用下式估計(jì)峰值磁通：

這里，B是峰值磁通密度(高斯)，L是線圈電感(亨)，ΔI是電感紋波電流峰峰值(安培)，A是磁芯橫截面積(cm2)，N是線圈匝數(shù)。

隨著互聯(lián)網(wǎng)的普及，可以方便地從網(wǎng)上下載資料、搜索器件信息，一些制造商提供了交互式電感功耗的計(jì)算軟件，幫助設(shè)計(jì)者估計(jì)功耗。使用這些工具能夠快捷、準(zhǔn)確地估計(jì)應(yīng)用電路中的功率損耗。例如，Coilcraft提供的在線電感磁芯損耗和銅耗計(jì)算公式，簡(jiǎn)單輸入一些數(shù)據(jù)即可得到所選電感的磁芯損耗和銅耗。

電容損耗

與理想的電容模型相反，電容元件的實(shí)際物理特性導(dǎo)致了幾種損耗。電容在SMPS電路中主要起穩(wěn)壓、濾除輸入/輸出噪聲的作用(圖1)，電容的這些損耗降低了開(kāi)關(guān)電源的效率。這些損耗主要表現(xiàn)在三個(gè)方面：等效串聯(lián)電阻損耗、漏電流損耗和電介質(zhì)損耗。

電容的阻性損耗顯而易見(jiàn)。既然電流在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期流入、流出電容，電容固有的電阻(R_C)將造成一定功耗。漏電流損