電子負載用軟開關(guān)DC／DC變換器的實現(xiàn)
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關(guān)鍵詞：電子負載，軟開關(guān)，DC／DC變換器
1 引 言
隨著科技的發(fā)展，各類電力電子產(chǎn)品得到了越來越廣泛的應(yīng)用。然而，目前對這些產(chǎn)品的試驗多以電阻箱和水阻試驗臺等作負載。這類負載采用有級調(diào)節(jié)，有固定阻值或固定負載特性曲線，負載形式單一，功率??；輸入這些試驗設(shè)備的電能全部被消耗掉，經(jīng)濟損失較大；并且占用了較大的安裝空間。模擬電子負載就是為克服上述試驗設(shè)備的缺點而研制的一種電力電子裝置，是計算機技術(shù)、微機測控技術(shù)、電力電子技術(shù)的綜合運用。相對于目前廣泛使用的能耗型負載，這種電子負載體積小、節(jié)省空間從而降低了系統(tǒng)供電的容量等級，不僅具有試驗功能，還能將被試設(shè)備的輸入功率無污染地反饋回電網(wǎng)，符合大功率場合應(yīng)用的需要。
電子負載由DC／DC直流變換器和DC／AC逆變器組成，如圖1所示。DC／DC變換器完成從被試設(shè)備到DC／AC的直直變換，DC／AC逆變器檢測電網(wǎng)同步信號，將被試電源輸出的能量反饋回電網(wǎng)?？梢钥闯觯芰坑呻娋W(wǎng)經(jīng)整個試驗系統(tǒng)后饋回電網(wǎng)供系統(tǒng)循環(huán)使用，實際
損耗主要是被試電源和負載模塊的損耗。以通訊電源作被試電源為例，通訊電源的輸出電壓恒定，電網(wǎng)電壓在一定范圍內(nèi)也近似恒定，通訊電源輸出電流的大小直接正比于系統(tǒng)所模擬的功率的大小，即正比于交流側(cè)電流的大小。因此，正確設(shè)置電子負載的給定電流大小和功率因數(shù)角，即可模擬阻性、阻感性等各種復雜的負載形式。
全橋DC／DC變換器的常用控制方法是，采用PWM技術(shù)同時開通或關(guān)斷斜對角的一對功率管，使其處于硬開關(guān)工作過程，通過改變變壓器副邊輸出電壓的占空比來調(diào)整輸出直流電壓的大小。功率管在電壓不為零時開通和電流不為零時關(guān)斷，因此，隨著工作頻率的提高，缺點越來越明顯。首先，隨著開關(guān)頻率的提高，器件的開關(guān)損耗成正比上升，在器件總損耗中所占比重急劇增大，使系統(tǒng)效率降低，處理功率的能力減小。其次，功率器件開關(guān)過程導致的di／dt和du／dt會引起強烈的電磁干擾（EMI）噪聲。另外，開關(guān)過程引起的Ldi／dt易使器件過壓或過流，導致器件的損壞；同時，由于散熱困難而阻礙了變換器體積的進一步減小?；谝陨峡紤]，在所研制的電子負載中采用全橋軟開關(guān)DC／DC變換器。
2 系統(tǒng)設(shè)計
2．1 DC／DC主電路軟開關(guān)方案的選擇
本設(shè)計是用在變壓器副邊并聯(lián)儲能電容C1，C2的方法來實現(xiàn)原邊電流的復位〔1〕，如圖3所示，共有六種工作模式：
模式0：（t2，t3）區(qū)間。在t2時刻導通Q4，變壓器漏感Lk與C1，C2諧振使C1，C2通過D7充電，由于D5，D6的箝位作用，C1，C2充電至V2，能量由變壓器原邊流向C1，C2和負載。
模式1：（t3，t4）區(qū)間。Q1，Q2導通，能量由變壓器原邊流向負載。
模式2：（t4，t5）區(qū)間。在t4時刻關(guān)斷Q1，由于Cp1上的電壓為零，Q1為零電壓關(guān)斷，此后Cp1充電，Cp3放電，V1減小，當變壓器副邊電壓小于V2時，C1，C2開始放電。能量由C1，C2和變壓器原邊流向負載。
模式3：（t5，t7）區(qū)間。Cp3放電完畢，D3導通，此時導通Q3，由于D3的箝位作用，Q3為零電壓開通。V1減小，C1，C2繼續(xù)放電，變壓器副邊二極管整流橋反偏，變壓器副邊電流為零，原邊只有很小的勵磁電流，近似于開路。負載電流流過C1，C2和續(xù)流二極管，變壓器原副邊沒有能量的聯(lián)系。
模式4：（t7，t8）區(qū)間。在t7時刻關(guān)斷Q4，由于變壓器原邊電流近似為零，Q4為零電流關(guān)斷。C1，C2放電完畢后，負載電流只流過續(xù)流二極管，變壓器原副邊電流仍近似為零。
模式5：（t8，．）區(qū)間。在t8時刻導通Q2，由于變壓器原邊電流近似為零，Q2為零電流開通。變壓器原邊電流反向，重復模式0，下半個周期開始。
2．2 控制電路設(shè)計
2．2．1 控制原理
系統(tǒng)控制原理見圖3〔2〕。（t2，t4）期間，Q1和Q2導通，變壓器原邊電壓V ab為Vin，（t8，t10）期間，Q2和Q3導通，變壓器原邊電壓為－Vin。由圖可見，輸出電壓的大小取決于Q1、Q3和Q2、Q4的導通時間，即相移的大?。黄女a(chǎn)生的原因是兩對功率管導通時間存在差異及管壓降不同，所以，同樣可通過改變功率管的導通時間來加以補償。例如，若輸出電壓偏低，則Q2、Q4左移，反之右移，移動范圍如圖中陰影面積所示，t6，t8和t12，t13分別為Q2、Q4移動的下限和上限。若檢測變壓器原邊電流中存在正直流分量，則Q1、Q3不變，Q4下降沿左移，脈寬變?。籕2、Q4互補導通，Q2上升沿相應(yīng)左移，脈寬變大，二者脈寬之和不變，結(jié)果是Q2、Q3導通時間大于Q1、Q4導通時間，起到了消除偏磁的效果。
2．2．2 控制系統(tǒng)硬件設(shè)計
目前的移相控制方式中，普遍使用的是基于3875芯片的PWM脈沖發(fā)生電路，其原理是將變換器輸出電壓采樣后與給定電壓比較，根據(jù)比較結(jié)果調(diào)節(jié)觸發(fā)脈沖，使輸出直流電壓控制在給定范圍內(nèi)。這種方法的特點是硬件電路簡單，使用方便。缺點是必須借助相應(yīng)的硬件電路才能抑制逆變變壓器單向偏磁所引起的飽和問題。然而，由控制原理可以看出，利用高速微處理器對逆變橋功率管的開關(guān)進行實時控制完全可實現(xiàn)以上功能。本文討論的基于DSP的PWM移相控制電路，可采取多種控制策略，結(jié)構(gòu)簡單，可靠性高，能最大限度地節(jié)省硬件，能編程實現(xiàn)不同的控制策略，十分靈活。
控制系統(tǒng)由脈沖發(fā)生電路，檢測電路和顯示電路構(gòu)成，如圖4所示。數(shù)字信號處理芯片TMS320F240用作控制核心。TMS320F240是TI公司為滿足控制應(yīng)用而設(shè)計的，它有高速信號處理和數(shù)字控制功能所必需的體系結(jié)構(gòu)特點，而且它有為電機控制應(yīng)用提供單片解決方案所必需的外圍設(shè)備。TMS320F240的指令執(zhí)行速度是20MIPS，這種高性能使較為復雜的控制算法可以實時執(zhí)行。其內(nèi)部集成了16K的FLASHEEPROM，無須擴展程序存儲器。LEM模塊對變壓器原邊電流i1進行采樣，
經(jīng)信號調(diào)整電路濾波，滯環(huán)比較，結(jié)果為電平信號作為DSP輸入，消除偏磁；過壓、過流恒溫等物理量經(jīng)故障信號傳感器、故障檢測及調(diào)整電路轉(zhuǎn)化為電平信號送給DSP，進行相應(yīng)的控制。死區(qū)由4098硬件產(chǎn)生，保證控制的可靠性。
2．3 控制電路軟件設(shè)計
設(shè)置了五個中斷：T1定時器中斷，CMP1、CMP2、CMP3三個比較中斷和PDPint一個保護中斷。T1定時器中斷用于調(diào)整變換頻率，CMP1、CMP2、CMP3三個比較中斷用于調(diào)整輸出電壓和控制偏磁，PDPint電源保護中斷保證當系統(tǒng)處于非正常工作狀態(tài)時可以緊急停機。流程如圖5所示。
3 實驗結(jié)果及結(jié)論
圖6為調(diào)制頻率為20kHz時的實驗波形。圖6（a）中，通道1為Q1兩端的電壓波形，通道2為相應(yīng)的觸發(fā)脈沖?？梢钥闯觯瑢崿F(xiàn)了Q1的零電壓開通和關(guān)斷，Q3同。圖6（b）中，通道1為變壓器原邊電流，通道2為Q4的觸發(fā)脈沖?？梢钥闯觯瑢崿F(xiàn)了Q4的零電流開通和關(guān)斷，Q2同。此外，經(jīng)實驗驗證，本方案具有響應(yīng)速度快，控制靈活可靠的優(yōu)點。經(jīng)過測試，變換器的效率達到87％，比傳統(tǒng)的硬開關(guān)全橋DC／DC逆變器提高了4％，效果比較理想。
參考文獻
1 Eun－Soo Kin．An Improved Soft－Switching PWM FBDC／DC Converter for Reducing Conduc tion Losses．IEEE Transactions on Power Electronics，Vol．14，No．2，March 19992 阮新波，嚴仰光．脈寬調(diào)制DC／DC變換器的軟開關(guān)技術(shù)．北京：科學出版社，1999
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