一種新穎的無源功率因數(shù)校正電路

摘要：提出了一種新穎的無源功率因數(shù)校正電路，該電路在傳統(tǒng)的無源功率因數(shù)校正基礎(chǔ)上增加了一個簡單的輔助電路，通過增大整流橋的導(dǎo)通角，從而降低了奇次諧波成分并消除了偶次諧波。電路的仿真和實驗驗證了分析的正確性和該電路的實用性。

關(guān)鍵詞：無源功率因數(shù)校正；功率因數(shù)；總諧波畸變

1 引言

隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，越來越多的開關(guān)電源裝置被廣泛應(yīng)用于各種不同的領(lǐng)域，使得開關(guān)電源對電網(wǎng)的影響，如諧波污染及輸入端功率因數(shù)下降等問題顯得日益突出。為減少裝置對電網(wǎng)的諧波污染和電磁干擾，提出了相應(yīng)的諧波抑制方法和功率因數(shù)校正電路。

功率因數(shù)校正電路一般分為有源功率因數(shù)校正(APFC)和無源功率因數(shù)校正(PPFC)。有源功率因數(shù)校正是功率因數(shù)校正的主要方法，它具有體積小、重量輕及可使功率因數(shù)調(diào)整到接近于1，輸入電流總諧波含量降到10％以下的特點。這種電路適合制作高性能的開關(guān)電源，但由于要采用專用芯片，成本較高，很難應(yīng)用于中小功率的開關(guān)電源之上。

單相整流電路功率因數(shù)的無源校正技術(shù)是在整流電路中用LC濾波器來增大整流橋?qū)ń?，從而降低電流諧波提高功率因數(shù)。無源功率因數(shù)校正由于采用電感、電容、二極管等元器件代替了價格較高的有源器件，因而使開關(guān)電源的成本降低。雖然采用無源功率因數(shù)校正所得到的功率因數(shù)不如有源功率因數(shù)電路高，但仍然能使電路的功率因數(shù)提高到0.7至0.8，電流諧波含量降到40％以下。因而這種技術(shù)在中小容量的電子設(shè)備中被廣泛采用。

但無源功率因數(shù)校正還存在著諸如波峰系數(shù)與諧波含量較高等技術(shù)問題，仍需進一步改進。無源PFC電路同時作為一種整流電路的前端濾波器工作在工頻(50～60Hz)狀態(tài)，使用的電容和鐵心電感處于工頻低通或帶通狀態(tài)，因而濾波器體積和重量比較龐大。

本文將介紹一種改進的無源功率因數(shù)校正電路，在基本上不增加成本的情況下，提高功率因數(shù)及減小電流諧波成分，使得電路能更好地滿足IEC1000?3?2標(biāo)準(zhǔn)，具有較高的實用價值。

2 典型無源功率因數(shù)校正電路

PFC濾波電路通常和EMI濾波電路結(jié)合起來設(shè)計。圖中L_cm和C_cm構(gòu)成電磁干擾共模抑制電路，L_dm和C_dm構(gòu)成電磁干擾差模抑制電路。無源濾波電路由L_p和C_p組成，置于橋式整流電路的輸入端。當(dāng)電網(wǎng)中有諧波侵入時，適當(dāng)?shù)剡x擇L、C的參數(shù)，可防止高頻電路產(chǎn)生的大量高次諧波進入電網(wǎng),也可阻止電網(wǎng)諧波進入整流電路。通常差模濾波電路的傳遞函數(shù)特性與PFC濾波電路相似，因而電路可簡化為圖2所示。

圖2 簡化無源濾波型PFC電路

3 改進型無源功率因數(shù)校正電路

在無源功率因數(shù)校正的基礎(chǔ)上采用了一種新穎的輔助電路來減小濾波器的體積及重量，同時進一步提高功率因數(shù)，減小電流諧波。輔助電路采用了小信號二極管和小容量的電容來實現(xiàn)。電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 無源功率因數(shù)校正電路拓撲

輔助電路由D₅－D₈，C₂－C₃組成。D₅，D₈的陽極接＋16V的電壓給電容C₂，C₃充電。工作波形如圖4仿真波形所示，圖中v₃為輸入正弦電壓波形，v_c1為整流后的濾波電容電壓；i_in為輸入電流波形。當(dāng)輸入電壓為正半波時，電容C₃已被充電到16V，比整流橋二極管D₁陽極電壓高出16V，隨著輸入電壓的升高，二極管D₇陽極電壓首先達到濾波電容C₁上的電壓而開通，電容C₃放電，然后整流橋開通，C₃放電完畢二極管D₇自動關(guān)斷。同理，當(dāng)輸入電壓進入負半波時，電容C₂及輔助二極管D₅進行充放電使得整個工頻周期內(nèi)的二極管導(dǎo)通角增大，從而提高功率因數(shù)并降低總諧波畸變。C₂，C₃，電壓波形及D₅，D₇電流波形如圖4所示。

圖4 電路工作原理圖

在這里可以估算一下導(dǎo)通角及流過輔助二極管的電流峰值^[2]。

整流橋后的濾波電容為

C_in=（1）

式中：t_off為半個工頻周期內(nèi)整流橋關(guān)斷時間，取為6ms；

I_in－av(max)為輸入最大平均電流，根據(jù)電路設(shè)計，取為0.8A；

V_ripple為濾波電容上的電壓紋波。

由輸出功率得到濾波電容值為240μF，代入式（1）可得濾波電容上的電壓紋波V_ripple=20V。

設(shè)輔助二極管開通時間為t₁，整流橋開通時間為t₂，則有

V_msint₁=V_m－V_ripple－V_c2（2）

V_msint₂=V_m－V_ripple（3）

則可得到所增大的導(dǎo)通時間Δt為：

Δt=t₂－t₁（4）

代入V_m=310V，可得Δt=0.4ms（對于工頻50Hz相當(dāng)增加導(dǎo)電角7.2°）。導(dǎo)通期間電流峰值由電容C₂、C₃值的大小和負載大小情況決定，因而C₂、C₃一般選取較小，以保證無論負載情況如何變化，電容電荷都會在整流二極管開通后迅速釋放。這里C₂、C₃取22μF。

4 仿真及實驗

實驗裝置為一臺150W雙管正激電路，電路有5路輸出：±12V，5V，5Vsb，3.3V。電路采用SiMatrix仿真軟件對輸入電流進行傅立葉分解，得到的電流諧波如圖5所示，圖中波形①為傳統(tǒng)的無源濾波型功率因數(shù)校正電路的電流分解圖，波形②為改進型無源濾波電流分解圖。由圖可知，波形①含有較大成分的2次，4次等諧波，而波形②不僅消除了偶次諧波，而且3次，5次等奇次諧波也有不同程度的降低。因而功率因數(shù)有所提高，總諧波畸變有較大降低。

圖5 輸入電流諧波分布對比圖

實驗電路的功率因數(shù)及諧波成分的測量^[4]采用的是基于HPI/O庫建立的虛擬儀器測試平臺。該測試平臺采用IEEE-488GPIB標(biāo)準(zhǔn)^[3]，測量儀器通過數(shù)據(jù)采集卡將測量的數(shù)據(jù)傳給計算機，然后由控制軟件進行分析處理，得到詳細而精確的測量結(jié)果。功率因數(shù)采用HP交流電源分析儀圖形界面（HP AC Source GUI）測量；諧波分布采用HP諧波及閃爍測試系統(tǒng)（Harmonic Flicker Test System）測量^[4]。圖6及圖7為采用虛擬實驗平臺測得的電壓電流波形及電流的諧波成分直方圖。實驗條件為輸入電壓220V，各路輸出電流2A，輸出功率為75W。圖6為傳統(tǒng)LC濾波型電路，其功率因數(shù)為0.75，THD=62％。其奇次諧波都低于IEC1000-3-2CLASSD標(biāo)準(zhǔn)，但裕度較小，且含有較高的偶次諧波。圖7為改進型濾波電路電壓電流波形，其功率因數(shù)提高至0.79，THD=57％，雖然奇次諧波降低不多，但提高了諧波裕度，同時基本了消除偶次諧波。

圖6 傳統(tǒng)無源PFC電路輸入電流及諧波電流圖

圖7 改進型無源PFC電路輸入電流及諧波電流圖

5 結(jié)語

本文介紹了一種通過輔助電路改善無源功率因數(shù)校正電路的方法。該方法通過并聯(lián)電容充放電來增大了整流電路二極管的導(dǎo)通角，從而提高功率因數(shù)及減小電流諧波成分，特別是消除無源功率因數(shù)校正電路中存在的偶次諧波問題，使得電路能更好地滿足IEC1000-3-2標(biāo)準(zhǔn)，具有較高的實用價值。