移相全橋ZVZCS DC/DC變換器綜述

摘要：概述了9種移相全橋ZVZCSDC/DC變換器，簡要介紹了各種電路拓撲的工作原理，并對比了優(yōu)缺點，以供大家參考。

關鍵詞：移相控制；零電壓零電流開關；全橋變換器

1 概述

所謂ZVZCS，就是超前橋臂實現(xiàn)零電壓導通和關斷，滯后橋臂實現(xiàn)零電流導通和關斷。ZVZCS方案可以解決ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低電路內部的循環(huán)能量，提高變換效率，減小副邊占空比丟失，提高最大占空比，而且其最大軟開關范圍不受輸入電壓和負載的影響。

滯后橋臂零電流開關是通過在原邊電壓過零期間使原邊電流復位來實現(xiàn)的。即當原邊電流減小到零后，不允許其繼續(xù)反方向增長。原邊電流復位目前主要有以下幾種方法：

1）利用超前橋臂開關管的反向雪崩擊穿，使儲存在變壓器漏感中的能量完全消耗在超前橋臂的IGBT中，為滯后橋臂提供零電流開關的條件；

2）在變壓器原邊使用隔直電容和飽和電感，在原邊電壓過零期間，將隔直電容上的電壓作為反向阻斷電壓源，使原邊電流復位，為滯后橋臂開關管提供零電流開關的條件；

3）在變壓器副邊整流器輸出端并聯(lián)電容，在原邊電壓過零期間，將副邊電容上的電壓反射到原邊作為反向阻斷電壓源，使原邊電流迅速復位，為滯后橋臂開關管提供零電流開關的條件。

2 電路拓撲

根據(jù)原邊電流復位方式的不同，下面列舉幾種目前常見的移相全橋ZVZCS PWM DC/DC拓撲結構，以供大家參考。

1）Nho E.C.電路 如圖1所示[1]。該電路是最基本的移相全橋ZVZCS變換器，它的驅動信號采用有限雙極性控制，從而實現(xiàn)超前橋臂的零電壓和滯后橋臂的零電流開關。這種拓撲結構的缺陷是L_1k要折衷選擇，L_1k太小，在負載電流很小時，超前橋臂不能實現(xiàn)零電壓開關；L_1k太大，又限制了i_L1k的變化速度，從而限制了變換器開關頻率的提高。變換器給負載供電方式是電流源形式，電感L_1k電流交流變化，輸入電流脈動很大，要求濾波電容很大。該電路可以工作在電流臨界連續(xù)狀態(tài)，但必須采用頻率控制，不利于濾波器的優(yōu)化設計。

圖1 Nho E.C. 電路拓撲

2）Chen K. 電路 如圖2所示[2][3]。該電路超前橋臂并聯(lián)有串聯(lián)的電感和電容。電感L₁和L₂很小，不影響開關管的ZVS，但有兩個好處：一是限制振蕩的電流峰值；二是在負載很小，開關管不能實現(xiàn)ZVS時，限制開關管的開通電流尖峰。該拓撲結構利用IGBT的反向擊穿特性，解決了滯后橋臂IGBT關斷時的電流拖尾問題，可以提高IGBT的開關頻率，而且在負載很小時也能實現(xiàn)零電流開關。但是，這個電路也付出了代價，漏感L_1k中的能量L_1ki_p²/2和i_p反向時漏感L_1k中的能量全部消耗在反向擊穿的IGBT中。

圖2 Chen K.電路拓撲

3）原邊加隔直電容和飽和電感的FB-ZVZCS-PWM變換器 如圖3[4]所示。它在基本的移相全橋變換器的基礎上增加了一個飽和電感L_s，并在主電路上增加了一個阻擋電容C_b，阻擋電容C_b與飽和電感L_s適當配合，能使滯后橋臂上的主開關管實現(xiàn)零電流開關。在原邊電壓過零階段，飽和電感工作在線性狀態(tài)，阻止原邊電流i_p反向流動，在原邊電壓為V_in或－V_in時，它工作在飽和狀態(tài)。盡管它有許多明顯的優(yōu)勢，但也有不足之處，如最大占空比范圍仍受到很多限制，特別是飽和電感上有很大的損耗，飽和電感磁芯的散熱問題是一個必須解決的問題。

圖3 原邊加隔直電容和飽和電感的FB-ZVZCS- PWM變換器

4）副邊采用有源箝位開關的FB-ZVZCS-PWM變換器 如圖4所示[5]。這種電路沒有使用耗能元件，在副邊增加有源箝位開關S，并通過對有源箝位開關的適當控制，為滯后橋臂創(chuàng)造零電流開關條件。超前橋臂在零電壓導通與關斷的過程中，輸出濾波電感L_f參與了諧振過程，而輸出濾波電感通常具有很大的值，超前橋臂開關管可以在很大的負載范圍內滿足零電壓開關條件，開關管的導通與關斷的死區(qū)時間間隔受原邊電壓最大占空比的限制。在此種拓撲結構中，可能會出現(xiàn)副邊整流輸出電壓的占空比大于原邊電壓最大占空比的現(xiàn)象，這種現(xiàn)象稱為“占空比增大效應”(duty cycle boost effect)這種現(xiàn)象是由箝位電容C_c和箝位開關的作用造成的。此電路的主要缺點是控制上稍微復雜一些，以及有源箝位開關采用的是硬開關，但是，有源箝位開關在一個開關周期中僅工作很短一段時間，對變換器整體效率影響很小。

圖4 副邊帶有源箝位開關的FB-ZVZCS-PWM變換器

5）利用變壓器輔助繞組的FB-ZVZCS-PWM變換器 電路拓撲如圖5所示[6]。該電路通過在副邊增加一個變壓器輔助繞組和一個簡單的輔助線路，無須增加耗能元件或有源開關來取得滯后橋臂ZCS。其副邊整流電壓可由箝位電容箝位，一般可將其限制在120％額定值內，該方案可在大功率場合應用。該電路拓撲的優(yōu)點是負載范圍寬，占空比損失小，器件的電壓應力、電流應力小，成本低。但是它也有缺點，即副邊結構復雜，設計時有些困難。

圖5 利用變壓器輔助繞組的FB-ZVZCS-PWM變換器

6）副邊帶能量恢復緩沖電路的FB-ZVZCS-PWM變換器 如圖6所示[7]。它的副邊增加了由3個快恢復二極管和2個小電容構成的能量恢復緩沖電路，此電路在能量傳遞初始期間，電容C_s1和C_s2與漏感諧振，電容上的電壓達到2nV_in，超前橋臂開關管一關斷，電容上電壓就折合到原邊，在漏感上產(chǎn)生一反壓，使得原邊電流下降。而且，通過能量恢復電路的低阻抗路徑使副邊整流二極管實現(xiàn)了ZVS。該結構稍微復雜些，最大缺點是，由于電容C_s1和C_s2與漏感諧振，使得副邊整流電壓幾乎是正常電壓nV_in的2倍，增加了整流管的電壓應力，并且由于存在大量環(huán)流，也增加了導通損耗。

圖6 副邊帶能量恢復緩沖電路的FB-ZVZCS-PWM變換器

7）使用改進的能量恢復緩沖電路的FB-ZVZCS-PWM變換器 如圖7所示[8]。它運用改進的能量恢復緩沖電路來減小循環(huán)電流和副邊瞬間超壓。除了增加二極管D_s4外，其工作原理和線路與6)相同。

圖7 副邊帶改進的能量恢復緩沖電路的FB-ZVZCS-PWM變換器

8）滯后橋臂中串入二極管的FB-ZVZCS-PWM變換器 如圖8所示[9]。它利用串聯(lián)二極管阻斷電容電壓可能引起的原邊電流的反向流動。可以在任意負載和輸入電壓變化范圍內實現(xiàn)滯后橋臂的零電流開關。

圖8 滯后橋臂中串入二極管的FB-ZVZCS-PWM變換器

9）副邊利用簡單輔助電路的FB-ZVZCS-PWM變換器 如圖9所示[10]。此電路副邊由一個簡單輔助電路構成：包括一個小電容和兩個小二極管，結構簡單，整流電壓不恒定，取決于占空比。該方案不含飽和電感，輔助開關，不產(chǎn)生大的環(huán)流，沒有額外的箝位電路，這是因為，副邊整流電壓被箝位于箝位電容電壓與輸出電壓之和。所有的元器件均在低電壓，低電流下工作，還有負載范圍寬，占空比損失小等優(yōu)點，從而使此變換器具有高效率，低成本，解決了目前常見變換器的許多問題。在高功率場合很有發(fā)展前途。

圖9 副邊利用簡單輔助電路的FB-ZVZCS-PWM變換器

3 結語

綜上所述可知，圖2和圖3電路使用耗能元件來復位原邊電流，降低了總效率并阻礙功率超過5kW；圖4電路通過副邊增加有源箝位開關來復位原邊電流，價格較貴并且控制復雜，有源箝位開關采用的是硬開關，開關頻率是原邊的兩倍，開關損耗大；圖5電路所有有源和無源元器件都工作在最小電流應力和電壓應力下，有較寬的ZVZCS范圍，較小的占空比損耗，不存在嚴重的寄生環(huán)流，功率超過5kW，但是輔助電路復雜；圖6電路中電容C_s1和C_s2與漏感諧振引起大的循環(huán)能量，降低了總效率并使得副邊整流電壓幾乎是正常電壓nV_s的二倍，增加了副邊整流管的電流應力，變壓器和開關的導通損耗也增加了；圖7電路是對圖6電路的改進，它減小了副邊瞬間超壓和環(huán)流，也能使開關損耗傳到負載；通過比較圖6和圖7緩沖電路中C_s放電時間和漏感L_1k復位時間，可以看出吸收電容復位變壓器漏感能量的能力和容量，后者比前者加倍，因而使用圖7電路能擴展到重載范圍。圖9電路簡化了前幾種ZVZCS方案，僅僅增加由一個小電容和兩個小二極管組成的簡單輔助電路，無須增加耗能元件和有源開關實現(xiàn)ZVZCS，不僅為原邊開關提供ZVZCS條件.