高性能電源抑制比的線性穩(wěn)壓器

　　首先，可將LDO穩(wěn)壓器視為一個具有開關(guān)功能的低損耗、緊湊型多節(jié)低通濾波器。然而，這種模型存在不少局限性，特別是抑制輸入端寬帶紋波的能力。假設(shè)工作電流小于250μA(對于合理的效率而言)，IC設(shè)計師可以在低靜態(tài)電流引起的增益帶寬極限內(nèi)優(yōu)化一些主要性能，如噪聲、調(diào)節(jié)和電源抑制比等。進一步的性能改進需要采取其它一些措施。

　　當(dāng)需要高性能電源時，設(shè)計師應(yīng)從向穩(wěn)壓器中增添盡可能多的功能開始。以下將以輸出噪聲為9μVrms、電源抑制比在10kHz時為80dB的AS1358-9組件為例，說明LDO設(shè)計實例。

　　電源抑制

　　在實際應(yīng)用中，非理想的組件和寄生電容會改變線性穩(wěn)壓器的理想抑制特性。圖1顯示了改變或降低電路抑制能力的一些顯著缺陷。

　　圖1：P信道LDO顯示了簡化的寄生高頻通道。

　　線性調(diào)節(jié)率

　　LDO數(shù)據(jù)手冊中有兩個指標(biāo)用于描述LDO抑制輸入電壓噪聲等的能力，分別是線性調(diào)節(jié)率和電源抑制比(PSRR)。雖然它們看起來非常相似，但其中一個指標(biāo)反映的是直流變化，另一個指針反映的是交流性能。

　　線性調(diào)節(jié)率代表了LDO抑制輸入電壓變化的能力。以下式表示：

　　在實際應(yīng)用中，線性調(diào)節(jié)率可被視為穩(wěn)壓器輸出電壓VOUT隨每伏特輸入電壓Vin變化的百分比，當(dāng)同樣的穩(wěn)壓器具有各種輸出電壓微調(diào)功能時這一點特別有用。

　　線性調(diào)節(jié)率是一個穩(wěn)態(tài)直流參數(shù)，主要由零頻率點上穩(wěn)壓器的開環(huán)增益所決定。

　　電源抑制比

　　這個指標(biāo)衡量的是穩(wěn)壓器抑制疊加在正常輸入直流電壓上的交流信號的能力。

　　電源抑制比在低頻時最大，依照實際穩(wěn)壓器設(shè)計，從1kHz到10kHz范圍內(nèi)開始下降。圖2為AS1358-9 150mA/300mA低噪聲、高電源抑制比LDO的典型PSRR特性。該組件在100kHz時仍具有60dB的良好PSRR值。

　　圖2：AS1358-9組件的電源抑制比。

　　圖2所示的曲線，是由取決于感興趣頻率的眾多主導(dǎo)影響共同形成的。在直流與接近100Hz到1kHz區(qū)間內(nèi)，抑制效果取決于帶隙基準(zhǔn)和穩(wěn)壓器誤差信號放大器的開環(huán)增益。而在該區(qū)間之上直到約100kHz，抑制效果主要取決于誤差信號放大器的開環(huán)增益。但在100kHz以上時，電源抑制比主要受輸出電容、寄生組件以及調(diào)整管上的任何漏電流及封裝影響。圖1標(biāo)示了這些組件。

　　如果對100kHz以上頻率有額外的電源抑制要求(通常也是需要的)，那么在輸入端必須連接一個外部的預(yù)濾波網(wǎng)絡(luò)來增強LDO的抑制性能。

　　外部網(wǎng)絡(luò)

　　在實際應(yīng)用中，只有兩種預(yù)濾波方法值得考慮，這是因為必須防止在額外的組件上產(chǎn)生過多功耗，同時要保持穩(wěn)壓器的穩(wěn)定性。

　　圖3：串聯(lián)LDO可產(chǎn)生很高的PSRR。

　　圖4：外部輸入網(wǎng)絡(luò)可提供額外的抑制性能。

　　方法1──增加一個線性穩(wěn)壓器。這種方法非常簡單，僅需占用少量PCB面積(如AS1358-9要用到2個TSOT23-5封裝)，與其它方法相較設(shè)計時間最短。將兩個線性穩(wěn)壓器串聯(lián)，可使任何頻率點的PSRR增加一倍(假設(shè)兩個穩(wěn)壓器完全相同)。這種方法的缺點是壓降會加倍，而且需一個額外的電容。兩個AS1359串聯(lián)后的典型壓降在300mA負載電流時為280mV，在100kHz時的抑制比為120dB。要達到這樣的水平，必須仔細處理組件的布局和PCB走線。

　　從實用角度考慮，每個LDO上應(yīng)允許350mV到400mV的壓降。AS1358-9 LDO穩(wěn)壓器的輸出電壓范圍為1.5V到4.5V，調(diào)整步進是50mV，因此特殊電壓不是問題。

　　方法2──輸入端加載基于統(tǒng)一耗散網(wǎng)絡(luò)的LC濾波器。三極點巴特沃斯特性需要串聯(lián)低值線圈和兩個電容，其中一個電容通常位于LDO輸入端。三極點巴特沃斯響應(yīng)在4.5Fo處可提供額外40dB的抑制，其中Fo是-3dB點(見圖5)。

　　圖5：不同階數(shù)N下的巴特沃斯阻帶衰減。

　　相較方法1，額外的濾波器網(wǎng)絡(luò)不會增加顯著的直流阻抗損耗。不過設(shè)計時要特別小心，確保所選電感能夠支持要求的直流電流而不至于飽和。巴特沃斯是很有用的特性，其中的通帶特別平坦，這點與切比雪夫特性不同，后者為了獲得更好的衰減率會犧牲通帶和阻帶紋波。圖7顯示級數(shù)在2和10之間的巴特沃斯濾波器衰減特性。

　　圖6提出了歸一化到1Ω源阻抗和1rad/s頻率下的元件值。注意，濾波器輸出端并未端接終端電阻，這將允許將其連接到線性穩(wěn)壓器的高輸入阻抗上。D欄包含了由非理想元件引起的損耗，并標(biāo)示了通帶損耗。對電源濾波來說，不必嚴格地符合巴特沃斯特性;畢竟濾波器在直流點只有很小的損耗。

　　圖6a:歸一化到1Ω和1rad/s的三極點巴特沃斯統(tǒng)一耗散值。

　　圖6b：三極點巴特沃斯統(tǒng)一耗散濾波器。

　　下列表達式用于去歸一化圖8a中的值：

　　針對電源應(yīng)用，選擇的實際源阻抗為RACTUAL=0.1Ω。如果C2固定為1μF(AS1358-9)，那么必須反復(fù)選擇w和a直到接近商用元件值為止。通帶損耗不是主要問題，而額外的交流衰減在這個應(yīng)用中非常重要。

　　假設(shè)C3=1μF，F(xiàn)-3dB=1MHz(Calc 1.082)，RACTUAL=0.1Ω，那么C1=1.5μF(Calc 1.47)，L2=38nH(D=0.4，a=6.82dB)。合適的線圈可從Coilcraft公司的Mini Spring系列(B09TJLC)或Midi Spring系列(1812SMS-39NJLC)這類中挑選。只要陶瓷電容(C1C3)的寄生電感小于1nH，濾波器就有足夠的衰減值。

　　本文小結(jié)

　　AS1358-9 LDO具有良好的噪聲和電源抑制性能。只要在輸入端增加一個簡單的LC網(wǎng)絡(luò)，即可實現(xiàn)額外的高頻電源抑制比性能。