級聯(lián)型逆變器的電流SPWM控制方法

傳統(tǒng)級聯(lián)型逆變器的每個級聯(lián)逆變單元一般都是完全一樣的，這樣會限制了輸出電平的數(shù)目，本文在級聯(lián)單元數(shù)不變的情況下，通過改變每個級聯(lián)單元輸入電壓之間的變比，得到更多的輸出電平，使輸出電壓波形更接近于正弦波，實驗結(jié)果證明了此種方案是正確可以的。

引言

級聯(lián)型逆變器由于輸出波形好、開關(guān)器件應(yīng)力小、功率容量大、易于擴(kuò)展，而且不存在其它多電平拓?fù)涞妮斎腚娙蓦妷壕鶋簡栴}等優(yōu)點，在電力變換和有源濾波方面得到了廣泛應(yīng)用[1]。

同時,對每臺級聯(lián)單元采用不同的輸入直流電壓,可以增加級聯(lián)逆變器輸出電壓的電平數(shù),從而可以減少輸出電壓的諧波,提高了輸出波形的正弦度。本文以兩臺逆變器單元級聯(lián)為例，分別對輸入電壓相等和不等的兩種情況下，級聯(lián)逆變器輸出波形的諧波、開關(guān)頻率等性能進(jìn)行了分析比較。

1．級聯(lián)型逆變器輸出電平與每臺級聯(lián)單元輸入電壓的關(guān)系

對于一個由m個逆變器單元級聯(lián)而成的級聯(lián)型逆變器而言，如圖1所示，若每臺逆變單元的輸入直流電壓相等，則可以輸出電平數(shù)為2m＋1的電壓波形[2]，就級聯(lián)型H橋逆變器而言，通過采用每臺級聯(lián)單元輸入直流不等的方法，可以提高輸出電平的數(shù)目，從而可以大大地提高輸出波形的質(zhì)量。

如果每臺逆變單元的輸入直流電壓之間的變比滿足：

例如兩臺級聯(lián)的逆變器，若滿足Vc1＝3Vc2，將輸出最多電平為9的電壓波形，但同時須注意輸出極性和總輸出電壓極性相反的級聯(lián)單元，其電源應(yīng)具備能接受灌電流的能力[3[[4]，對于不能接收灌電流的電源裝置或設(shè)備，如燃料電池等，應(yīng)采取降低每臺級聯(lián)單元輸入電壓的變比，使每臺級聯(lián)單元的輸出極性與總輸出電壓的極性相一致，這樣會使級聯(lián)型逆變器的輸出電平數(shù)會相應(yīng)地減少，但仍然具有較好的波形質(zhì)量。所以通常采讓每臺直流電源的電壓之間的變比符合2的指數(shù)方的關(guān)系，即Vc1＝2Vc2＝22Vc3＝。。。＝2m－1Vcm，這樣級聯(lián)型逆變器輸出的電平為

圖1　級聯(lián)型逆變器的結(jié)構(gòu)圖

2．級聯(lián)型逆變器的控制方法

2．1 級聯(lián)型逆變器的SHPWM控制

對于級聯(lián)型多電平的實現(xiàn)，本文采取了Carrara提出的消諧波PWM控制（Subharmonic PWM），簡稱SHPWM控制，如圖2，對于一個N電平逆變器，有N－1個相同頻率，相同峰峰值的三角載波與一個共同的正弦參考波交截，為了使N－1個三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們在空間上是緊密相連且整個載波帶對稱分布于零參考的正負(fù)兩側(cè)[7]。正弦參考波連續(xù)地與三角載波進(jìn)行比較，當(dāng)參考波比三角載波高時，則開通相應(yīng)的開關(guān)管，反之則關(guān)斷相應(yīng)的開關(guān)管。

圖2　SHPWM控制PWM信號的形成

以兩臺單元級聯(lián)為例，當(dāng)兩臺級聯(lián)單元的輸入直流電壓相等，即Vc1＝Vc2時，可以輸出五電平的電壓波形，這樣就需要4個三角載波；而當(dāng)兩臺級聯(lián)單元的輸入電壓不等，且滿足Vc1＝2Vc2時，可以輸出七個電平的輸出電壓，此時則需要六個三角載波與參考波交截，雖然此時輸出電壓沒有達(dá)到最大的電平數(shù)，但每臺級聯(lián)單元的電源都不接受灌電流。對應(yīng)于每個載波帶的具體開關(guān)組合詳見表1。

2．2 級聯(lián)型逆變器的雙閉環(huán)控制

圖3為電壓電流雙閉環(huán)瞬時值控制逆變器的結(jié)構(gòu)圖。輸出電壓和基準(zhǔn)正弦波

和濾波電感電流比較產(chǎn)生的電流誤差信號，再與載波三角波交截后產(chǎn)生SPWM開關(guān)信號。電壓瞬時值外環(huán)可以保證逆變器在各種負(fù)載情況下均具有良好的輸出波形，而內(nèi)環(huán)采用電感電流反饋具有有良好的抗短路能力。

圖3 電壓電流雙閉環(huán)瞬時值控制逆變器的結(jié)構(gòu)圖

3．仿真與實驗結(jié)果

為了比較級聯(lián)型逆變器在每臺輸入直流電壓相等和不等的兩種情況下，輸出波形的電平數(shù)、諧波、THD（Total Harmonic Distortion）等性能的好壞，我們分別建立了兩臺級聯(lián)單元的級聯(lián)型逆變器的仿真模型和實驗原理樣機(jī)，具體參數(shù)為：輸出電壓為115V/400Hz，開關(guān)頻率為18KHz，輸入電壓分為兩種情況，一種是Vc1＝Vc2＝90V，另一種是Vc1＝2Vc2＝120V，濾波電感為260uH，濾波電容為10uF。運用Saber軟件對這兩種輸入電壓情況進(jìn)行仿真，得到系統(tǒng)空載時的穩(wěn)態(tài)輸出電壓仿真波形如圖4、圖5，相應(yīng)的實驗波形如圖6、圖7。其中vo1、vo分別表示濾波前、后的輸出電壓。當(dāng)Vc1＝Vc2＝90V時，濾波前后的輸出電壓THD分別為35%；而當(dāng)Vc1＝2Vc2＝120V時，濾波前后的輸出電壓THD分別為26%，可見，后一種情況下，輸出電壓隨著電平數(shù)的增加，諧波減小到原來的74％。經(jīng)過比較，實驗波形與仿真波形基本一致。

圖4　輸入電壓相等時的仿真輸出電壓波形

同時從圖5中還可以看出，級聯(lián)型逆變器輸出電平在60V到120V之間相互轉(zhuǎn)換時，會產(chǎn)生一個

圖5　輸入電壓不等時的仿真輸出電壓波形

圖6　輸入電壓相等時的實驗輸出電壓波形　圖7　輸入電壓不等時的實驗輸出電壓波形

過渡電平（0或180V），經(jīng)過分析，是因為死區(qū)的原因產(chǎn)生的，如圖1所示，當(dāng)級聯(lián)總輸出vo=60V時，即v2＝0，v3＝60V，對應(yīng)功率管S21，S23,S31,S34導(dǎo)通，當(dāng)輸出電平從此時的60V轉(zhuǎn)變到120V，即v2＝120V，v3＝0時，S23，S34關(guān)斷，由于死區(qū)時間，S24，S33不能立即導(dǎo)通，如果此時電感電流iL>0，iL將通過S23，S33的體二極管續(xù)流，使得v2＝v3＝0，所以出現(xiàn)了vo＝0V的過渡電平，當(dāng)死區(qū)時間過后，S24，S33導(dǎo)通，vo＝120V。同樣當(dāng)iL0時，會出現(xiàn)vo＝180V的過渡電平。這種過渡電平使得電感兩端的電壓變化幅度增大，從而導(dǎo)致電感電流與基準(zhǔn)電流的誤差變大，所以輸出電壓的THD略微增大。所以如果能加上死區(qū)補償電路，輸出電壓的諧波會更少，波形質(zhì)量會更好。

4．結(jié)論

通過選擇不同的級聯(lián)單元輸入電壓，可以輸出更多的電平數(shù)，使輸出波形諧波更少、更接近正弦波，從而提高逆變器的性能。