利用高亮度LED和SEPIC電源模塊構(gòu)建顯示器背光方案

概述

汽車工業(yè)面臨一個發(fā)展趨勢，即在汽車顯示屏(導航和信息娛樂終端系統(tǒng))中越來越多地使用高亮度LED (HB LED)替代冷陰極熒光燈(CCFL)進行背光。與CCFL相比，HB LED工作在更低的直流電壓(低EMI)、具有更長的使用壽命、在極端溫度和振動環(huán)境下性能更佳，并且不含汞，無操作延時。除此之外，CCFL的調(diào)光范圍是300:1 (最高值)，而HB LED的調(diào)光范圍可以達到4000:1甚至更高。

考慮到光照環(huán)境，較寬的調(diào)光范圍對于車體內(nèi)部的顯示器背光非常重要。當太陽光直接照射時，應具有足夠高的背光強度，以解決強光反射的影響；夜晚則需調(diào)低背光強度，以免對駕駛員產(chǎn)生視覺影響。由于HB LED背光方案中通常采用多串LED排列成的矩陣架構(gòu)，每串HB LED采用相同的驅(qū)動電流，因此具有一致的亮度和光譜。為了保證串與串之間的一致性，需要精確的電流驅(qū)動設計方案。

傳統(tǒng)的HB LED驅(qū)動器設計挑戰(zhàn)

提高調(diào)光范圍看似簡單，但是，如果在滿足系統(tǒng)效率要求的前提下解決這個問題，將會面臨諸多設計挑戰(zhàn)。脈寬調(diào)制(PWM)線性HB LED驅(qū)動器工作在250Hz或更高頻率時可以解決上述問題。但線性驅(qū)動器會消耗大量功率，散熱將成為又一難題。為解決低效問題，需要采用開關模式HB LED驅(qū)動器，而電磁能量轉(zhuǎn)換及控制電路占用較長的響應時間，很難滿足4000:1的PWM調(diào)光要求(250Hz頻率、0.025%占空比對應于1μs)。

比較合理的解決方案是將自適應開關調(diào)節(jié)器與線性驅(qū)動器相結(jié)合，自適應開關調(diào)節(jié)器并不提供固定電壓，而是將輸出電壓調(diào)節(jié)在非?？拷麳B LED最高串聯(lián)電壓的位置，開關調(diào)節(jié)器通過對驅(qū)動器漏極電壓進行“二極管或”，選擇最低點連接到調(diào)節(jié)環(huán)路，滿足設計要求。線性驅(qū)動器保證為每串HB LED提供快速PWM調(diào)節(jié)。

這種混合架構(gòu)可有效降低功耗、提供快速響應。但在HB LED關閉(PWM = 低電平)時存在一個潛在問題，電源自適應反饋環(huán)路的檢測電壓消失，控制環(huán)路會導致此關閉模式下HB LED的供電電壓失效，無法滿足極低占空比要求。為解決這一問題，開關調(diào)節(jié)器必須設置一個“靜止”模式，以保持足夠高的電壓，保證在短暫的占空比“導通”期間正常工作，為調(diào)節(jié)器留出較長的恢復時間。

SEPIC的設計優(yōu)勢

對于不同應用，每串HB LED的個數(shù)可能不同，HB LED正向?qū)妷旱娜菹尥ǔ椤?5%。另外，在汽車應用中，輸入電壓具有相當寬的變化范圍?？紤]到這些不確定性，最好選擇單端初級電感轉(zhuǎn)換器(SEPIC)拓撲，SEPIC結(jié)構(gòu)允許輸入電壓高于或低于輸出電壓，具有極高的設計靈活性。缺陷是SEPIC設計需要兩個電感(或耦合線圈)和一個串聯(lián)電容。但與反激方案相比，SEPIC設計中的串聯(lián)電容可以吸收漏電感中的能量，降低對MOSFET開關的要求。

在圖1、圖2所示電路中，MAX16807是SEPIC方案中的核心控制器，能夠為兩串HB LED (每串5只LED)提供150mA的驅(qū)動電流。IC采用峰值電流控制模式，開關頻率可變。另外，MAX16807具有8路可編程吸電流控制電路，每路可提供50mA電流，36V驅(qū)動器可精確建立每串LED所要求的驅(qū)動電流。為了獲得更高電流，還可以將輸出連接在一起。通過/OE引腳能夠以極短的占空比控制HB LED驅(qū)動器的通/斷，提供較寬的調(diào)光范圍。MAX16807 SEPIC電源控制器件組合了多項功能，電路首先建立公共電壓，然后由線性驅(qū)動器調(diào)節(jié)每串LED的電流。


圖1. SEPIC設計范例，可驅(qū)動2串HB LED，每串包含5只LED、驅(qū)動電流為150mA。


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圖2. 采用MAX16807 SEPIC LED驅(qū)動器的圖1電路原理圖(V_IN = 8V至18V，V_LED = 22V [自適應]，I_LED = 150mA/串)。

SEPIC設計分析

SEPIC設計中具有原邊電感(L1)、副邊電感(L2)和位于兩個電感之間的串聯(lián)電容(C3)，某種程度上，可以把SEPIC設計看作是具有隔直流電容(消除輸入電壓)的boost調(diào)節(jié)器，允許輸出電壓高于或低于輸入電壓。然而，為了復位隔直流電容，允許能量傳遞到輸出端，在副邊放置了另一個電感(L2)。

對電路進行分析，會發(fā)現(xiàn)C3上的直流電壓等于輸入電壓。當MOSFET Q1導通時，V_IN為L1充電，C3為L2充電。由于C3上的電壓等于輸入電壓，導通期間每個電感將作用相同的充電電壓。關閉期間，每個電感的放電電壓相同，為輸出電壓加上D1的導通電壓。由于L1和L2具有相同的充、放電電壓，它們可以具有相同的電感量和紋波電流，但二者的平均電流相差較大。

Q1導通時，D1反偏，只有輸出電容C12支持輸出電流(I_LED)；Q1斷開時，L1的電感電流流過C3，與L2電流合并，為輸出電容充電并支持I_LED。通過對方程式進行分析，會發(fā)現(xiàn)電路中L2的電流用于支持I_LED，L1的電流重新為輸出電容充電，補充能量。即L2的平均電流等于I_LED，而L1的平均電流等于I_LED × V_OUT/V_IN。

選擇SEPIC元件時，可以使用SEPIC設計電子表格，該表格可從Maxim網(wǎng)站下載。

選擇工作頻率

開關頻率的選擇需要權(quán)衡最小電感、電容尺寸，并在較高開關頻率時不會對Q1造成不合理的熱應力要求。MAX16807數(shù)據(jù)資料給出了一個公式，利用定時電阻(R6)和定時電容(C7)確定開關頻率。選擇3kΩ電阻和1000pF電容，電源轉(zhuǎn)換器將工作在500kHz標稱頻率，能夠在尺寸和效率之間達到較好的均衡。

電流檢測

MAX16807采用峰值電流控制模式，峰值電流模式中將開關電流的峰值與輸出電壓誤差相比較，產(chǎn)生相應的脈沖占空比，控制輸出電壓。電流檢測電路還提供過流保護。為了防止毛刺注入電路，采用由R7 (1kΩ)和C10 (100pF)構(gòu)成的100ns濾波器，該濾波器足以消除電壓毛刺，而且不會對電流波形有太大影響。

斜率補償

對于電流模式控制器，當占空比高于50%時，會造成諧波不穩(wěn)定。這是由于電流的上升(導通)斜率低于下降(關斷)斜率，不穩(wěn)定性表現(xiàn)為調(diào)節(jié)器為了獲得正確的占空比，會在大/小占空比之間交替變化。不穩(wěn)定性會導致電流、電壓紋波增大，為了避免這一問題的出現(xiàn)，可以人為增大電流監(jiān)測信號的斜率。

晶體管Q2的基極連接在RTCT引腳，該引腳的紋波電壓通過驅(qū)動Q2進入D2和R8，在R7產(chǎn)生一個小電流，為電流檢測信號提供一個斜率補償。圖3所示為斜率補償信號、電流檢測信號和二者求和的濾波信號。


圖3. 斜率補償、電流檢測以及二者求和后的濾波波形

分離電感與耦合線圈

SEPIC設計中需要確定使用兩個分離電感還是一個耦合線圈，通常，使用一個耦合線圈要比使用兩個電感價格便宜。另外，使用耦合線圈可以減小電流(是電感L1、L2的主要決定因素)，從而減小電感量。

當然，與分離電感相比，耦合線圈的選擇范圍較窄。如果在多種應用中采用同一設計，最好選擇分離電感，因為L1的平均電流在很大程度上取決于V_IN和V_LED，考慮到設計靈活性，可以選擇分離電感。

線性HB LED電流驅(qū)動器

MAX16807具有8路線性HB LED電流驅(qū)動器：OUT0至OUT7。電阻R5用于設置每個驅(qū)動器的電流，每路驅(qū)動器的最大電流可達50mA。并聯(lián)驅(qū)動器輸出可以獲得更大的HB LED驅(qū)動電流。該設計中將每路驅(qū)動器電流設置在37.5mA，四路驅(qū)動器并聯(lián)后可以為每串HB LED提供150mA的電流。

可通過兩種途徑控制驅(qū)動器：一種是由/OE引腳控制驅(qū)動器的通、斷，實現(xiàn)PWM亮度調(diào)節(jié)，這種方式為首選方案；另一種方式是通過SPI?接口分別控制每路驅(qū)動器的通、斷。另一款類似IC (MAX16808)還可以通過SPI接口獲悉驅(qū)動器是否發(fā)生故障。在圖2所示結(jié)構(gòu)中，施密特觸發(fā)反相器(U2)，通過CLK引腳將一串連續(xù)的“1”送入IC，開啟輸出。必要時，也可以通過J2連接SPI接口。

自適應反饋控制

利用同一電源，通過獨立的線性驅(qū)動器分別驅(qū)動多串HB LED時，對于不同的SEPIC輸出電壓和不同的LED串導通電壓，OUTx引腳的電壓不同。由于IC內(nèi)部HB LED驅(qū)動器的功耗是V_OUTx之和乘以HB LED電流，由此可見，保持盡可能低的SEPIC電壓(V_LED)非常重要，同時還要保證足夠高的導通電壓，使OUTx引腳的電壓略高于飽和電壓(大約為1V)。自適應反饋電壓通過或邏輯二極管選擇較低的OUT電壓作為穩(wěn)壓調(diào)節(jié)，電阻(R2)的壓降使OUTx的電壓保持在至少1V，從而滿足上述設計要求。

設計中，U3的陽極電壓等于兩個OUT電壓(OUT0至OUT3和OUT4至OUT7)中較低的一個，電流從V_LED通過R1、R2、U3進入較低電壓的OUT端。由于R1-R2節(jié)點電壓與反饋電壓(2.5V)相等，HB LED驅(qū)動器的電壓為：



通過修正R2的數(shù)值，可以將V_OUT電壓穩(wěn)定在最小值。另一串LED將具有較低的串聯(lián)電壓和較高的OUT電壓。線性驅(qū)動器吸收對應的壓差和功耗，由于這個原因，最好選擇具有一致的正向?qū)妷旱腍B LED，正向?qū)妷旱慕^對值并不嚴格，但它們之間的差異應控制在200mV以內(nèi)，具體取決于每串HB LED的個數(shù)。

另一個SEPIC設計電子表格有助于選擇自適應控制元件。

PWM亮度調(diào)節(jié)

對于PWM亮度調(diào)節(jié)，MAX16807的/OE引腳輸入為PWM反相信號，用于控制驅(qū)動器的通、斷。通、斷脈沖寬度即使低于1μs，也能保證正常工作。但是，當OUTx驅(qū)動器關閉時，自適應電壓控制器檢測的節(jié)點電壓浮置在一個較高的電壓，調(diào)節(jié)器在試圖滿足誤差放大器輸出要求的時候降低了V_LED。因此，當PWM輸入返回到高電平時，V_LED的電壓可能不足以驅(qū)動HB LED串，經(jīng)過數(shù)十微秒后，SEPIC調(diào)節(jié)器補充所需電壓，但對短脈沖(低占空比)應用意義不大。

圖2所示的設計利用PWM信號，通過R12和D3拉低節(jié)點電壓，從而解決了上述問題。電源在電壓高于任何預期的工作電壓時進入“靜止”模式。對于短脈沖，額外的電壓增大了瞬時功率，但極低的占空比可以忽略這一損耗。占空比大于3%時，V_LED進入自適應電壓控制。圖4中，輸出電壓從大約21.1V的“靜止”電壓(PWM處于“關閉”狀態(tài))變化到大約15.8V的自適應電壓(PWM處于“導通”狀態(tài))。從圖5可以看出，占空比為3%時，V_LED在返回到靜止電壓之前剛好達到自適應電壓。圖6中，“導通”脈沖的寬度只有1μs，V_LED不會從靜止電壓發(fā)生變化。


圖4. 50% PWM信號下的V_LED響應


圖5. 3% PWM信號下的V_LED響應


圖6. 1μs PWM信號下的V_LED響應

補償

SEPIC的補償非常簡單，電流模式控制將功率環(huán)路簡化到單極點，該極點由輸出電容和負載電阻決定。系統(tǒng)穩(wěn)定性要求使用“II型”補償網(wǎng)路，因為負載基本保持不變，控制環(huán)路的響應速度可以很慢，需要注意的是雙控制環(huán)路(自適應和靜止)和較大的輸入阻抗差異(R1 = 210kΩ，R2 = 10kΩ)。R14相對于R1和R2的較大阻值減緩了阻抗變化的影響，R14和C5 (0.1μF)組合在很低的頻率處構(gòu)成主極點。

當負載電流從滿負荷變化到零時，輸出電壓可能出現(xiàn)過沖，出現(xiàn)這一情況有兩種原因：1) 電感儲能釋放到輸出電容；2) 低速響應控制環(huán)路。如果電感儲能是造成過沖的主要因素，可以增大輸出電容，以限制過沖。如果控制環(huán)路響應速度過慢是主要因素，可以使用過壓箝位二極管(圖中D7)限制過沖，圖7給出了帶有/不帶D7時的過沖波形。


圖7. 帶有/不帶過壓箝位齊納管時的V_LED過沖

結(jié)論

HB LED陣列需要較寬的調(diào)光范圍，將自適應開關調(diào)節(jié)器與線性驅(qū)動器相組合可以得到一個極具成效的方案，既可滿足瞬態(tài)響應特性，也可以滿足較大占空比時對電源效率的要求。這種應用中通常選擇SEPIC調(diào)節(jié)器，因為它允許輸入電壓高于或低于輸出電壓。利用MAX16807可以方便地構(gòu)建SEPIC控制器和8路可并聯(lián)的線性驅(qū)動器，滿足設計的基本需求。