單電源儀表放大器電路圖

作者：時(shí)間：2011-02-01 來源：網(wǎng)絡(luò)

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出電壓會(huì)減小。此外,增加輸入共模電壓會(huì)增加A1的輸出電壓。在共模電壓較低的單電源應(yīng)用中,差模輸入電壓或REF上的電壓太高會(huì)使A1的輸出變?yōu)榈仉娖健］斎腚妷河行掀?.5V（如T1和T2的V_be）可以增加一些擺動(dòng)范圍。

表1給出AD627在不同單電源輸入條件下的最大增益值,輸出擺幅是根據(jù)REF腳上的電壓得到的,REF上的電壓已經(jīng)被設(shè)置為2V或1V,以使增益和輸出擺動(dòng)范圍最大。注意在很多情況下,使單電源電壓值大于5V毫無好處（輸入范圍為0V至1V時(shí)除外）。

表1 AD627低共模單電源應(yīng)用的最大增益

V_in	REF Pin	Supply Voltage	Resulting max Gain	R_G tolerance）	Output Swing w.r.t 0V
+/- 100mV,V_cm=0V	2V	+5 to +15V	12.0	28.7kΩ	0.8 to 3.2V
+/- 50mV,V_cm=0V	2V	+5 to +15V	23.7	10.7kΩ	0.8 to 3.2V
+/- 10mV,V_cm=0V	2V	+5 to +15V	119.9	1.74kΩ	0.8 to 3.2V
V- = 0V,V₊= 0 to 1V	1V	+10 to +15V	7.5	78.7kΩ	1 to 8.5V
V- =0V,V₊=0 to 100mV	1V	+5 to +15V	31	7.87kΩ	1 to 4.1V
V- =0V,V₊= 0 to 10mV	1V	+5 to +15V	259.1	787kΩ	1 to 3.6V

4 濾去高頻共模信號(hào)

所有的儀表放大器都能校正高頻中超出頻帶的信號(hào),一旦校正,這些信號(hào)就變成直流失調(diào)誤差出現(xiàn)在輸出端。圖9的電路提供了一個(gè)很好的RFI抑制,在儀表放大器的通頻帶內(nèi)不會(huì)降低性能。電阻R₁和電容C₁（同樣R₂和C₂）組成一個(gè)低通RC濾波器,- 3dB帶寬F=1/（2πR₁C₁）,代入元件值,這個(gè)濾波器有大約40kHz的- 3dB帶寬。電阻R₁和R₂要選擇足夠大,使電路輸入與電容分離,但不能大到增加電路噪聲的程度,為維持放大器通頻帶的共模抑制,電容C₁和C₂必須是± 5%乃至更好的元件,或經(jīng)測(cè)試能提供很好匹配的低成本元件。

維持低頻時(shí)的共模抑制,電容器C₃是必需的。R₁、R₂和C₁、C₂構(gòu)成橋電路,橋電路的輸出與儀表放大器的輸入相接。C₁,C₂的任何失配都會(huì)導(dǎo)致橋電路失衡并減小共模抑制。C₃確保任何RF信號(hào)為共模信號(hào)（極性幅值相同地出現(xiàn)在儀表放大器的兩個(gè)輸入端）,并且不會(huì)差分輸入。第二級(jí)低通網(wǎng)絡(luò)（R₁+R₂和C₃）的- 3dB帶寬為1/[2π（R₂+R₁）C₃],將C₃=0.047m F代入,此電路－3dB信號(hào)帶寬約為400Hz。典型的直流偏移（整個(gè)頻率范圍內(nèi)）小于1.5m V,電路對(duì)RF信號(hào)的抑制大于71dB。通過減小R₁、R₂至2.2 kΩ,電路的- 3dB信號(hào)帶寬可以增至900Hz。除了在儀表放大器之前的電路必須驅(qū)動(dòng)一個(gè)抵阻抗負(fù)載外,性能與使用4kΩ時(shí)相似。

圖9的電路可用一個(gè)PCB板來建立,元件引線必須盡可能短,電阻R₁,R₂可為1%金屬膜電阻,而電容C₁、C₂必須為±5%容差元件,以避免降低電路的共模抑制。推薦用5%銀云母片電容或松下公司的±2%PPS膜電容。

圖9 通常模式和共模抑制RF干擾的衰減電路

圖6 AD623采用典型三運(yùn)放儀表放大器的結(jié)構(gòu)。通過給兩個(gè)輸入端上偏0.6V電壓,即使在極低共模電壓下也可單電源工作。

圖7 AD623的輸入級(jí)電平偏置非常適用于單電源低共模應(yīng)用。溫度范圍為- 200～+200℃,J型熱電偶的電壓范圍從- 7.890～10.777mV。91.9的增益使儀表放大器的輸出電壓范圍為1至3V（即2V±1V）,輸出端與單電源供電的AD7776A/D轉(zhuǎn)換器相接。
　

圖8 一個(gè)集成二運(yùn)放儀表放大器AD627,也采用V_be電平偏置以便低輸入共模電壓在單電源下工作。
圖4 可編程增益的四個(gè)電阻間0.1%的失配決定二運(yùn)放儀表放大器低頻時(shí)的CMRR。兩個(gè)運(yùn)放間閉環(huán)增益的差異會(huì)導(dǎo)致整個(gè)頻段CMRR的降低。在180Hz時(shí),200mV的電網(wǎng)諧波會(huì)在運(yùn)放輸出端產(chǎn)生800μV的電壓。
圖5 三運(yùn)放儀表放大器的結(jié)構(gòu),R₁,R₂,R₃,R₄之間0.1%的失配會(huì)導(dǎo)致最壞情況下CMRR為60dB（增益為1）。漂移失配使CMRR降低加劇。