電壓反饋放大器的SPICE運算放大器宏模型的開發(fā)

　　第一個關于運算放大器宏模型的技術是由Boyle在1974年開發(fā)的，僅使用了兩個晶體管、幾個二極管和線性元件[1]。電阻、電容、電感器和電壓/電流控制源等線性元件的仿真遠遠快于有源元件，并可用來提供極點、零點和任意增益。采用DC模型，可以用一個電壓控制電壓源作放大器，同時可以增加電阻以更好地表示輸入和輸出阻抗。電容、電感、二極管和晶體管可以提供適當?shù)慕涣黜憫?。欲了解更多關于仿真模型的開發(fā)信息，請參見參考文獻Alexander和Bowers[2-3]。他們的模型如本例后面所述。

　　ISL28133是一個采用電壓反饋拓撲結構的零漂移運算放大器。其增益帶寬產(chǎn)品為400kHz，壓擺率為0.2V/μs，電源電流為18μA。圖1顯示了一個五級模型，它代表了實際電路框圖。這些級包括輸入、增益、頻率整形、輸出和噪聲模塊。

　　輸入級

　　零漂移放大器的輸入級如圖2所示。100μA的電流源“I2”饋送pmos輸入對。一般情況下，I2應選擇低于靜態(tài)電流。請記住，ISL28133的典型電源電流(RL=open)僅為18μA。然而，很小的I2(約10μA)將使輸入電壓噪聲過大而無法仿真。這將在后面的噪聲分析部分討論。選擇I2=100μA，并使用I1進行補償。Cin1和Cin2是輸入共模電容，Cdiff是差模輸入電容。

　　增益級

　　這一級可以執(zhí)行模型中的一些重要功能：

　　(1)本級設置該部分的DC增益，所有后續(xù)級均可提供增益;

　　(2)可實現(xiàn)壓擺率限制;

　　(3)在AC特性中增加主極點(dominant pole);

　　(4)將信號從以電源作為參考量的兩個電壓水平移位至一個以中點作為參考量的單電壓;

　　(5)限制輸出。

　　參見圖3，Ga是電路(block)G1和G2的增益。Gb是電路G3和G4的增益。

　　改變V3和V4的值可以限制壓擺率。此外，R8/C1和R7/C2決定了這一模式的主極點。E1用來在Vcc和Vee的中間設置參考電平。

　　頻率整形級

　　這里采用的“伸縮”頻率整形技術是常見的運算放大器建模方法。它很容易增加更多的極點和零點。每個頻率整形電路可以提供增益。這個模型包含的零極對如圖4所示。

　　高階極點級G7/8、R13/14和C3/4如圖5所示。

　　噪聲仿真

　　ISL28133的輸入電流噪聲非常小()，所以在這個模型中可以忽略不計。MOSFET的電壓噪聲可以用以下公式仿真：

　　ID是漏電流。高偏置電流需要低電壓噪聲。在輸入級，尾電流設置得足夠高，以產(chǎn)生可以忽略的輸入電壓噪聲。在增加噪聲源之前，該模型將提供低于數(shù)據(jù)表中的規(guī)格或典型性能噪聲曲線的噪聲。圖6的噪聲電壓模塊可通過使用一個偏置二極管-電阻器串聯(lián)組合的0.1V電壓源生成1/f和白噪聲。白噪聲是由熱噪聲電流產(chǎn)生的。

　　(k為Boltzmann常數(shù))

　　因此，給定噪聲電壓譜密度的所需電阻值為(en是白噪聲電壓譜密度)。

　　該斬波穩(wěn)定放大器設計可大大減少1/f噪聲。1/f噪聲(閃爍噪聲，flicker noise)指的是出現(xiàn)的與頻率成反比的功率譜密度噪聲。更為普遍的是，具有譜密度(β>0)的噪聲也稱為1/f噪聲。通常情況下，其中的穿越白噪聲曲線的頻率閃爍噪聲曲線被定義為拐角頻率(corner frequency)。少量的閃爍噪聲仍然可在SPICE二極管模型內(nèi)進行建模，參見圖6。

　　Id是二極管的DC電流。AF和KF是SPICE二極管的模型參數(shù)，q為電子電荷。閃爍噪聲指數(shù)(AF)設置為1，閃爍噪聲系數(shù)(KF)設置為，其中Ea是在1Hz條件下的噪聲電壓譜密度。仿真電壓噪聲將顯示具有正確拐角頻率的1/f噪聲電壓譜密度。

　　輸出級

　　在頻率整形級之后，信號出現(xiàn)在節(jié)點VV5，它以兩個電源軌的中點作為參考量。每個受控源可以產(chǎn)生足夠的電流，以支持其并聯(lián)電阻兩端所需的電壓降。R15和R16等于開環(huán)輸出電阻的兩倍，所以它們的并聯(lián)組合可提供正確的Zout。D5-D8和G9/10被用來迫使電流從正電壓軌(positive rail)流向負電壓軌(negative rail)，以糾正實際電流流入或流出。

　　仿真結果

　　圖8列出了某些SPICE仿真結果與來自手冊的典型性能曲線的比較(見右邊來自手冊的圖)。

　　圖8是增益、頻率與負載電容的對比。它不是很準確，因為電路板上的寄生電容沒有列在模型中。其誤差小于5%。

　　圖9是具有不同增益的閉環(huán)增益頻率響應。在增益=100時，帶寬為3.94kHz，誤差小于5%。在低增益條件下，由于零極點對的緣故帶寬擴大。

　　圖10是大信號階躍響應。仿真的壓擺率為0.198V/μs，誤差為1%。

　　圖11是輸入噪聲電壓與頻率的對比。在1kHz條件下，仿真輸入噪聲電壓為，非常接近數(shù)據(jù)表中的值。仿真曲線沒有達到近10kHz的峰值。

　　結論

　　電壓反饋放大器全面的SPICE宏模型包括諸如傳輸響應(transfer response)、準確的AC響應，DC偏移和電壓噪聲的影響。它很容易增加更多的功能，如共模抑制比(CMRR)、電源抑制比(PSRR)、輸入電流噪聲等等。此外，它還可以方便地改變模型的參數(shù)，以適應其他的電壓反饋放大器。幾款Intersil的電壓反饋放大器采用了相同的模式拓撲結構。