0.5um CMOS新型電流反饋放大器的分析與設(shè)計
1 引 言
隨 著 MOS 器件應(yīng)用的廣泛, 基于CMOS 電路結(jié)構(gòu)的電流反饋運算放大器 (CFOA)由于理論上有無限制的轉(zhuǎn)換速率和閉環(huán)工作時具有與增益無關(guān)的帶寬,在 高速A/D 和D/A 轉(zhuǎn)換器,高速數(shù)據(jù)采集、傳感器、電源、視頻、射頻等高頻高速電 子系統(tǒng)中被廣泛采用。CFOA 與傳統(tǒng)的VFOA 相比具有許多優(yōu)點,最主要的特 點是CFOA 的輸入級拋棄了差動電路,而采用互補跟隨電路,提高了輸入級轉(zhuǎn)換速 率;同時其閉環(huán)帶寬與增益無關(guān),不存在增益帶寬積的限制。但電源電壓大部分都 大于±1.5V,功耗比較大,但這一狀況會隨著CMOS 工藝的成熟而得到解決,盡可 能地降低電路的電壓和功耗是模擬集成電路的發(fā)展趨勢,已經(jīng)受到國際上的廣泛關(guān)注。
文獻中電路單位增益帶寬比較低,又由于電壓模式的帶寬增益積為常數(shù), 因此在處理高頻信號時,增益會變的很低。另外文獻中轉(zhuǎn)換速率也很低,不 適合處理高速信號。中電路達到了很小的功耗,但其它的性能還有改善的余地。 本文在它們的基礎(chǔ)上,設(shè)計了一種基于改進型第二代電流傳輸器(Second-generation Current Conveyor,簡稱CCⅡ)的CFOA.經(jīng)過仿真可知,大部分的指標(biāo)都有了一定 程度的改進。
2 放大器的設(shè)計
圖 1 為本文設(shè)計的電路結(jié)構(gòu),M1、M2、M3、M4 構(gòu)成輸入緩沖級。Z 是高阻抗輸出端。假設(shè)在反相端產(chǎn)生電流I1-I2=In,則此電流通過由M1—M8、M28—M29 組 成的電流鏡傳輸?shù)絑 端,然后轉(zhuǎn)換成電壓進行下一級放大。設(shè)開環(huán)跨阻增益為Z ( jf ), 則:
并在電路中采用MOS 管M15—M18 實現(xiàn)的串聯(lián)電阻與電容C1 和M19 形成的電容 進行相位補償,并消除C1 和M19 電容帶來的低頻零點 。顯然,從反向輸入 端到Z 端,中間線性傳輸?shù)奈锢砹渴请娏?,而且電流變化的幅值在理論上沒有限制, 這就是CFOA 能獲得高速特性的根本原因。
3 電路分析
3.1 輸入級分析
在圖 1 電路中,由M1—M8 和M28-M29 組成電路的輸入級,V+端是同相輸入 端,具有高輸入阻抗。V -端是反相輸入端,具有低輸入阻抗,同時M3、M4 的推挽 結(jié)構(gòu)也形成低輸出阻抗,便于信號電流的流進或流出。M1、M2、M3 和M4 的互補 結(jié)構(gòu)迫使V -跟隨V+ ,反相輸入端的電流In=I1-I2 ,其中I1、I2 分別為M3、M4 MOS 管的源極電流,當(dāng)反相輸入端信號電流為零時,I1=I2 。M20-M27 輸入級提供1μA 的偏置電流。當(dāng)同相端V+輸入正極性信號時,反相端的輸出電流由M3 提供;當(dāng) 同相端V+輸入負(fù)極性信號時,反相端的輸入電流由M4 管提供。全電路的差??鐚?dǎo)增益為:
共??鐚?dǎo)增益為:
由公式(2)和(3)可得到:
在等式中g(shù)m 代表M3 的跨導(dǎo), R 為M1 的源極電阻, r 代表M3 源極電阻。
3.2 輸出級分析
CFOA 的電平轉(zhuǎn)移級中,M11、M12 完成電平轉(zhuǎn)移的功能,還有一個作用是隔離 輸出級與中間放大級,避免輸出級影響中間放大級。CMOS 互補放大器作為輸出級, 具有較大的電壓增益,但有一個缺點,輸出阻抗太大,導(dǎo)致帶負(fù)載能力較差。本文設(shè)計的輸出級采用電阻反饋,用來減小輸出電阻,改善其驅(qū)動性能。
輸出級的電壓增益為:
互補輸出級經(jīng)過密勒等效后的小信號電路如圖2 所示.等效后的小信號電路如圖3 所示.設(shè)K=Vout13 Vout11 ,根據(jù)密勒定理,可得到:
求輸出阻抗時是在輸入短路的情況下求得所以很顯然, K 值無窮大, 由 R2 = R × K/ K?1得R2 = R ,故輸出阻抗R0 = rds13 // rds14 // R??梢姡臃答伜蟮妮敵鲭娮铚p小 了很多,仿真結(jié)果也證明了這一點。
3.3 電路補償原理分析
電容Cz 和電阻Rz 串聯(lián)可進行電路的補償。其補償原理如圖3 所示。由上圖列 出節(jié)點方程并解方程,如果1 gm2 R1, R2,兩個極點離的較遠,最后解出零點為:
由(10)可以看出,當(dāng)RZ = 1/gm2 ,零點消去,提高了電路的穩(wěn)定性。如果RZ 稍大于1/gm2 ,則零點從S 平面的右半平面移到左半平面,也可提高電路的穩(wěn)定性。
由于在微電子工藝中電阻或者電容過大會占用很大的面積,故圖3 中的電阻RZ 用M15-M16 來實現(xiàn),M19 起到電容的作用。靜態(tài)時,M15,M16 中無電流.根據(jù)小 信號等效電路,可求得漏源端的等效電阻為RZ = 1/gm,這里gm 為M15-M16 的跨 導(dǎo),因此,當(dāng)M15-M16 的跨導(dǎo)設(shè)計合理時可以起到電阻RZ 的作用。另外MOS 管M17-M18 也起到和M15-M16 相同的作用,M19 和M17-M18 對電路進行補償。
4.原理分析與仿真
4.1 開環(huán)仿真結(jié)果
在圖 1 中,M9、M10 構(gòu)成運放第二增益級,其小信號增益為:
在PSPICE 下利用BSM3 0.5um CMOS 工藝參數(shù),負(fù)載電容CL=20pF,得到該電路的差模 開環(huán)增益為84.2dB,單位增益帶寬為676MHz,相位裕度為60°, 顯然電路滿足穩(wěn)定性要求。 而文獻中的單位增益帶寬分別為1MHZ、2.2MHZ,文獻中的CFOA 單位增益帶 寬為79.5MHZ,可看出電路單位增益帶寬有極大的提高。
4.2 閉環(huán)特性分析與仿真
本文所設(shè)計的 CFOA 電路的交流小信號等效電路如圖4。第一級是輸入級,采用CCⅡ-。 第二級采用傳統(tǒng)的兩級運算放大器。
對圖 4 小信號等效電路進行分析,CT 和RZ 是內(nèi)部電容電阻;RF 是反饋電阻。則:閉環(huán)電壓增益的近似函數(shù)式為:
得閉環(huán)-3dB帶寬為:
式(9)和式(10)表明,對于CFOA,其閉環(huán)帶寬可用反饋電阻Rf 調(diào)節(jié),閉環(huán)增益則可用 R1 進行控制,實現(xiàn)增益與帶寬的獨立控制。
用 PSPICE 分析其反向閉環(huán)特性,當(dāng)固定R f =100K, R1分別取1K、10K、100K時,反 相閉環(huán)增益分別為40dB、20dB、 0dB,同相閉環(huán)增益與此類似。說明電路設(shè)計合理,體 現(xiàn)了CFOA 增益設(shè)置關(guān)系不大的帶寬。
5 結(jié)論
本文的低壓低功耗 CFOA,它在只需1V 電源電壓情況下,僅產(chǎn)生0.7mW 功耗,84.2dB 的開環(huán)增益,62°的相位裕度,高達138dB 的共模抑制比, -0.85V~0.97V 的輸出電壓范圍。 由于電源電壓只有1V,使得功耗較小,這對便攜式設(shè)備和需要較小電壓的場合的利用極為 有利。本文作者創(chuàng)新點:利用MOS 管實現(xiàn)串聯(lián)電阻以消除補償電容帶來的低頻零點,通過高 輸出阻抗鏡像電流鏡增大了電路的增益,并用共源共柵電流源為電路提供偏置電流以減小電 源電壓的變化對偏置電流影響。本文的參數(shù)以及與文獻的比較如下表中所示。
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