基于功耗限制的CMOS低曝聲放大器最優(yōu)化設(shè)計(jì)

在無線射頻接收機(jī)中，射頻信號要經(jīng)過諸如濾波器、低噪聲放大器及中頻放大器等單元模塊進(jìn)行傳輸。由于每個單元都有固有噪聲，從而造成輸出信噪比變差。采用多級級聯(lián)的系統(tǒng)，前面幾級的噪聲系數(shù)對系統(tǒng)影響最大。為了降低整個系統(tǒng)的噪聲系數(shù)，必須降低第一、二級的噪聲系數(shù)并適當(dāng)提高它們的功率增益，以降低后面各級的噪聲對系統(tǒng)的影響[1]。低噪聲放大器LNA(L0W-Noise Amplifier)作為無線射頻接收機(jī)最前端的關(guān)鍵部件，要求：(1)噪聲最小，同時又要求具有一定的增益。(2)要求它有足夠大的線性范圍。(3)要求它與輸入和輸出端口有良好的匹配，以達(dá)到最大功率傳輸或者最小噪聲系數(shù)，而這兩者又很難同時達(dá)到，需要選擇一個折衷方案。(4)要求它應(yīng)具有一定的選頻功能，以抑制帶外和鏡像頻率的干擾?；诘驮肼暦糯笃鞯纳鲜鏊姆矫嬉螅疚膹墓南拗葡碌脑肼曌顑?yōu)化、阻抗匹配及小信號增益方面出發(fā)，詳細(xì)討論低噪聲放大器的設(shè)計(jì)方法，并采用0.25μmCMOS工藝設(shè)計(jì)一種工作在2.4GHz頻率下、可應(yīng)用于藍(lán)牙系統(tǒng)收發(fā)器的全集成的低噪聲放大器。

1 電路分析與設(shè)計(jì)

采用電感源極負(fù)反饋、單端輸入的基本電路形式[2-3]實(shí)現(xiàn)的低噪聲放大器(LNA)如圖1所示。圖中，M1、M2和LS組成電感負(fù)反饋共源共柵casocode放大電路，以獲得高隔離度、低噪聲系數(shù)和良好的輸入阻抗匹配。在輸入回路中，Lg1、Lg2與M1的Cgs1及Ls。諧振在2.4GHz，并與輸入端50=Ω阻抗相匹配，Cb1為輸入端的隔直電容。在輸出回路中，Lt與M2漏極的等效電容諧振在2.4GHz。M3、Rref和Rbias組成偏置電路，調(diào)節(jié)Rref的大小可控制電路直流工作點(diǎn)和靜態(tài)功耗。M1柵極的偏置電壓主要由Rref和M3決定，而Rbias可以進(jìn)行微調(diào)。

1.1 功耗限制下的噪聲最優(yōu)化

主放大管M1對電路的噪聲貢獻(xiàn)最大，主要表現(xiàn)為溝道熱噪聲和柵感應(yīng)噪聲。根據(jù)噪聲理論[4-5]，溝道寬度W和靜態(tài)電流越大，噪聲越小，但實(shí)際的設(shè)計(jì)必須考慮功耗的限制，不可能用增大功耗的辦法來減小噪聲。本設(shè)計(jì)的功耗要求小于15mW。下面以此為約束條件推導(dǎo)出如何選擇M1的尺寸以獲得最優(yōu)噪聲。

系統(tǒng)噪聲系數(shù)的近似表達(dá)式為：

式中，γ、δ分別為MOS管溝道熱噪聲系數(shù)和感應(yīng)柵噪聲系數(shù)，c為這兩種噪聲之間的相關(guān)系數(shù)(它們的取值由工藝決定)，ω0是諧振頻率，υsat、εsat分別表示電子的飽和速度及速度飽和時的電場強(qiáng)度，Rs為50Ω信號源阻抗，PD為電路功耗，Po為輸出功率，Vdd為電源電壓，Vod為輸出電壓的大小。

由Charter公司0.25μmCMOS RF。工藝可以確定M1可取的最小溝道長度L≌0.241μm，電子飽和速度υsat=76090m／s，電子的有效遷移率μeff=0.03932m2／(υs)，速度飽和電場強(qiáng)度為

噪聲系數(shù)F與M1尺寸選取有著以下密切關(guān)系：



式中，QL為輸人諧振同路的品質(zhì)因子，Cgs為MOS管柵源之間的電容，Cpx為MOS管柵氧化層電容密度。由公式(3)、(4)、(5)、(6)、(7)可得：

對于每一個功耗值，都對應(yīng)一個最佳的Ql,opt值，使該功耗下的噪聲系數(shù)，最小。應(yīng)用Matlab數(shù)學(xué)軟件分析得到在15mW的功耗限制下取得最小噪聲時的QL,opt為9.2。代人下式可汁算出M1的溝道寬度為：

本設(shè)計(jì)中M2的溝道寬度和長度同M1一致，也取為Wm2≌160μm，L≌0.24μm。

1.2 阻抗匹配[6]

低噪聲放大器的輸入阻抗可寫為：

MOS管的溝道寬度和長度確定后，可以對放人器進(jìn)行直流靜態(tài)工作點(diǎn)分析，確定M1管的直流參數(shù)：gml=4．93×10-2A／V，cgsl=2.30×10-13F，Cgdl=O.71×10-13F。根據(jù)(11)和(12)式可計(jì)算出：Lt≈0.275nH，Lg1+Lg2≈18.86nH。在后面的電路仿真中，對器件參數(shù)做了微調(diào)，最終取Ls=0.43nH，Lg1=Lg2=8.89nH，這與理論計(jì)算非常接近。Lt與M2漏極的等效電容諧振在2.4GHz下，M2漏極的等效電容可由直流靜態(tài)工作點(diǎn)仿真分析得到：Cdd2=0.76x10-13F，從而可算出Lt≈6nH。為了與50Ω的輸出負(fù)載電阻匹配，由輸出阻抗的Smith圓圖可確定cb2=o.7pF，CL=O.6pF。

1.3 電壓增益

LNA的電壓增益主要由輸入級的總跨導(dǎo)和輸出端的負(fù)載決定[7-8]。圖2所示的是LNA基本電路的小信號等效電路(這里忽略了，溝道調(diào)制效應(yīng)的影響)。其中兄RS為信號源內(nèi)阻，Rl=ωTLs是LNA輸入阻抗的實(shí)部，R2≈Q′Lω0Lt是輸出阻抗的實(shí)部，Q′L為電感Lt的品質(zhì)因子，ωT是M1的截止頻率。當(dāng)輸入、輸出回路諧振在工作頻率ωo時，由圖2可得到輸入回路的總跨導(dǎo)為：

M1的小信號電流glmlVin一部分流過M2，另一部分流過M1漏極的等效電容Cl(C1=Cdb1+Csb2)。流過M2的電流為：

當(dāng)輸出端電感Lt與M2的漏極總電容C2諧振在工作頻率時，則電壓增益為：

因此，增大晶體管的跨導(dǎo)和電感的Q′L值能有效地提高增益。另外，源極負(fù)反饋電感Ls的取值對增益也有影響。一般可以采用增大靜態(tài)電流和晶體管尺寸的方法增大跨導(dǎo)，但應(yīng)考慮電路功耗的限制。本文設(shè)計(jì)的LNA采用的電感均為CMOS工藝的片內(nèi)螺旋電感，Q′L值都不高，所以應(yīng)選用Q′L值高的螺旋電感以提高增益。

2 模擬結(jié)果

電路中所有元件取自Chater公司0.25μmCMOS RF工藝庫，并全部集成在芯片內(nèi)部。使用Cadence的Spec-tre進(jìn)行了模擬分析。LNA的S參數(shù)如圖3所示，由圖可知，模擬顯示該放大器的功耗為16mW，正向增益S21在2.4GHz頻率時最大值為15dB，反射系數(shù)S11小于-23dB，S22小于-20dB。由此說明低噪聲放大器實(shí)現(xiàn)了與輸入、輸出端口的良好匹配，并能取得較大的增益。噪聲系數(shù)的頻率響應(yīng)如圖4所示，NF在2.4GHz處取得最小值2.7dB。對線性度進(jìn)行了模擬，LNA的1dB壓縮點(diǎn)如圖5所示，1dB壓縮點(diǎn)為-10.5dBm。表1列出了低噪聲放大器的模擬結(jié)果。

本文詳細(xì)介紹了功耗限制條件下噪聲最優(yōu)化的低噪聲放大器的設(shè)計(jì)方法，并采用0.251μmCMOS RF工藝設(shè)計(jì)了一種2.4GHz低噪聲放大器。模擬結(jié)果表明，采用2.5V電源時，功耗為16mW，在2.4GHz工作頻率下，正向增益S21可達(dá)15dB，反射參數(shù)S11小于-23dB，S22小于-20dB，噪聲系數(shù)NF為2.7dB。