一種三MCU系統(tǒng)的硬件實(shí)現(xiàn)

3.1 PWM采樣方法[1]

PWM脈寬調(diào)制是利用相當(dāng)于基波分量的信號對三角載波進(jìn)行調(diào)制，脈沖寬度由正弦波和三角波自然相交而成的自然采樣法，如圖4所示。其中圖4（a）為對稱規(guī)則采術(shù)，設(shè)三角載波周期為Tt，采樣周期為Ts(Ts=Tt)，當(dāng)以三角波頂點(diǎn)t1為采樣點(diǎn)時：

ton=Ts/4(1+Usinωt1),toff=Ts/4(1-Usinωt1) （1）

tpw=Ts/2(1+Usinωt1)

采樣點(diǎn)時刻t1只與載波比N有關(guān)，與調(diào)節(jié)器幅比M無關(guān)（其中t1=kT1,k=0,1,2,…N-1）。

對于圖4（b）所示的不對稱規(guī)則采樣法，既在三角波的頂點(diǎn)位置又在底點(diǎn)位置對正弦波進(jìn)行采樣時，采樣周期Ts是三角波周期的1/2：

ton=Ts/2(1+Usinωt1)

toff=Ts/2(1-Usinωt1) (2)

t'on=Ts/2(1+Usinωt2)

t'off=Ts/2(1-Usinωt2)

脈沖寬度為：

tpw=ton+t'on=Tt/2[1+U/2(sinωt1+sinωt2)]

t1=kTt/2(當(dāng)k=0,2,4,6,…)

t2=kTt/2(當(dāng)k=1,3,5,7,…)

其中k=0，1，2，3…，當(dāng)k為偶數(shù)時是頂點(diǎn)采樣，k為奇數(shù)時是底點(diǎn)采樣。

3.2 軟件結(jié)構(gòu)

軟件流程如圖5所示。由于IPM智能模塊只有一路+15V控制電源，為了使IPM正常啟動，上電開始時通過依次開通下臂的IGBT，在上臂IGBT上進(jìn)行足夠脈寬的PWM輸出，對IMP上臂驅(qū)動電源（VUFB、VVFB、VWFB）和下臂驅(qū)動電源（VUFS、VVFS、VWFS）上的自舉電容進(jìn)行充電。當(dāng)自舉電容為100μF，自舉電阻為50Ω的情況下，自舉充電時間約為5ms。自舉完成后通過檢測IPM的Fo輸出判斷IPM的運(yùn)行情況。正常情況Fo輸出判斷IPM的運(yùn)行情況。正常情況Fo輸出的信號為高電平，當(dāng)此端口輸出低脈沖時，表示模塊處于故障狀態(tài)，通過INT4外部中斷程序停止智能模塊的輸出。

三角載波是通過定時器由軟件方式實(shí)現(xiàn)。載波周期定時器和采樣定時器之間的關(guān)系決定著規(guī)則采樣的性質(zhì)。當(dāng)載波周期定時器和采樣定時器的周期相同時是對稱規(guī)則采樣，通過（1）式設(shè)定定時器TA0～TA2的預(yù)載寄存器；當(dāng)載波半周期定時器和采樣定時器的周期相同時是對稱規(guī)則采樣，通過（2）式進(jìn)行計算設(shè)定。

通過上述兩種方法可得到不同頻率的三相PWM波形。對變頻器輸出的特性分析，不對稱規(guī)則采樣所形成的階梯波比對稱規(guī)則采樣時更接近于正弦波，輸出電壓也高于前者。當(dāng)載波比N等于3或3的倍數(shù)時，逆變器輸出電壓中偶次諧波分量基本可以消除，其它的高次諧波分量的幅值也較小，但相應(yīng)的中斷次數(shù)和計算量將成倍增加。當(dāng)然基波信號不一定是正弦波，可以采用其它優(yōu)化PWM調(diào)制方法，同時也可以采用其它采樣方法，但需要將存儲在微處理器中的基波數(shù)據(jù)和采術(shù)計算公式進(jìn)行調(diào)整，可以進(jìn)行多種嘗試以達(dá)到更好的諧波特性和更高的功率因數(shù)。

該變頻器由于采用集成度較高的變頻專用微處理器和功能更強(qiáng)的智能功率模塊，體積小、成本低，特別適合家電產(chǎn)品和民用產(chǎn)品使用。主要的缺點(diǎn)是省去光耦后IPM 與微處理器只能置于同一塊PCB板上，而且上下臂控制信號的走線要盡量短。如微處理器和IPM較遠(yuǎn)時仍需通過光耦隔離，采用原有的光耦接法。

采用不對稱規(guī)則采樣所形成的階梯波更接近于正弦波。輸出頻率與輸出電壓對頻率指令執(zhí)行速度快，指令周期短，同時智能功率模塊的開關(guān)頻率典型值達(dá)到5kHz，可以選用更大的載波比以縮短響應(yīng)時間，滿足實(shí)時控制的需要。同時智能功率模塊的各種保護(hù)措施也是高了變頻器的可靠性。