RGB LED驅(qū)動(dòng)器支持彩色照明設(shè)計(jì)

下一代建筑和裝飾照明通過適當(dāng)組合紅、綠、藍(lán)LED的輸出能夠獲得更全面的色彩。在這種高亮度、多LED串聯(lián)的應(yīng)用中，典型導(dǎo)通壓降可能達(dá)到22V至36V，吸收電流為1A至2A。圖1所示LED驅(qū)動(dòng)器能夠?yàn)槎鄠€(gè)LED串聯(lián)的模塊提供2A的驅(qū)動(dòng)電流，正向?qū)妷嚎梢赃_(dá)到36V。該電路僅驅(qū)動(dòng)RGB LED的一種顏色，驅(qū)動(dòng)三種顏色需要三路這樣的驅(qū)動(dòng)器。由于LED產(chǎn)生的光強(qiáng)與其導(dǎo)通電流并非線性關(guān)系，選擇通過PWM(而非LED電流幅度)控制亮度等級(jí)，每個(gè)LED由脈沖調(diào)制的固定電流控制燈光亮度。IC控制器利用平均電流模式提供LED驅(qū)動(dòng)，需要最少的外部元件。

工作原理

為了高效提供電流驅(qū)動(dòng)，LED驅(qū)動(dòng)器采用連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)的boost拓?fù)?，利用平均電流模式控制輸入電壓的升壓轉(zhuǎn)換，為LED負(fù)載提供恒流驅(qū)動(dòng)。單一芯片(MAX16821B)工作在300kHz，控制boost轉(zhuǎn)換器工作。由于boost轉(zhuǎn)換器拓?fù)湓谵D(zhuǎn)換器輸入和輸出之間提供了一個(gè)直接通道，必須確保串聯(lián)LED的最小導(dǎo)通電壓大于輸入電源電壓的最大值。LED負(fù)載通過MOSFET (Q1)和檢流電阻(R13)跨接在boost轉(zhuǎn)換器的輸出端，PWM ON期間Q1接通LED電流，PWM OFF期間則斷開電流通道。檢測R13兩端的電壓(代表通過LED的電流)時(shí)，IC可以抑制共模噪聲并在DIFF引腳提供以地為參考的輸出，增益為6V/V。檢流放大器輸出信號(hào)與內(nèi)部電壓誤差放大器的0.6V基準(zhǔn)相比較，差分檢流放大器的6V/V增益能夠使電流檢測的參考點(diǎn)從0.6V降至0.1V，即在額定負(fù)載電流下R13的壓差只有0.1V，有助于提高效率。該boost轉(zhuǎn)換器采用平均電流控制模式，通過兩個(gè)反饋環(huán)路控制LED電流。外環(huán)路檢測LED電流，并將其與基準(zhǔn)電壓相比較，在EAOUT (第17引腳)產(chǎn)生放大后的誤差信號(hào)。內(nèi)環(huán)路檢測誤差放大器的電壓輸出，相應(yīng)地控制流過電感(L1)的電流。誤差放大器輸出還決定了以R13設(shè)置的電流驅(qū)動(dòng)LED時(shí)所需要的電感電流，LED額定電流在R13產(chǎn)生的壓降為0.1V。

第二個(gè)檢流電阻(R15)用于設(shè)置電感返回通道的電流。U2內(nèi)部的差分電流檢測放大器提供34.5V/V增益。電流誤差放大器將該輸出電壓與電壓誤差放大器的輸出進(jìn)行對(duì)比，產(chǎn)生內(nèi)部平均電流控制環(huán)路的誤差信號(hào)。這一放大后的誤差信號(hào)與內(nèi)部振蕩器斜波進(jìn)行比較，最終產(chǎn)生PWM信號(hào)(在DL第3引腳)用于驅(qū)動(dòng)MOSFET Q2。電流誤差放大器的高增益使得電路能夠根據(jù)電壓環(huán)路的要求產(chǎn)生平均電感電流(在所允許的限制范圍內(nèi))，保持非常低的誤差。在指定的輸入電源電壓和LED正向?qū)妷?忽略開關(guān)、二極管、檢流電阻等元件的壓差)下，boost轉(zhuǎn)換器的CCM工作模式?jīng)Q定了PWM開關(guān)的占空比，固定占空比與所要求的LED電流相對(duì)應(yīng)，由此確定所需要的電感電流。電壓環(huán)路控制電流環(huán)路產(chǎn)生這一平均電感電流，從而提供所需的LED電流。兩個(gè)控制環(huán)路都應(yīng)提供獨(dú)立補(bǔ)償，以確保穩(wěn)定工作。

轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

轉(zhuǎn)換器參數(shù)要求如下：

● 輸入電壓范圍：9V至15V

● 最大LED正向?qū)妷海?3V

● LED電流：2A

● 開關(guān)頻率：300kHz(頻率較低時(shí)會(huì)提高濾波成本，頻率較高時(shí)則會(huì)降低效率、提高EMI。根據(jù)這些因素，將開關(guān)頻率優(yōu)化在300kHz)。

利用下式計(jì)算Q2的ON占空比：

式中VLEDMAX為LED的最大導(dǎo)通電壓(應(yīng)該包括MOSFET Q1的壓降和檢流電阻R13的壓降)，VD是整流二極管D1兩端的電壓，VINMIN是最小輸入電壓，VFET為ON期間MOSFET Q2的平均電壓。該電路中：DMAX = 0.74。
選擇電感(L1)時(shí)，必須考慮其電感量和額定峰值電流，利用下式計(jì)算最大平均電感電流 (ILAVG)：

確定電感峰值電流(ILPEAK)時(shí)，須注意流過電感的紋波電流，與電感值和開關(guān)頻率有關(guān)。假設(shè)電感電流的最大峰峰值紋波(ILPP)為20%。由于ILPP為平均電感電流ILAVG的20%，則：



上式中代入已知參數(shù)，得到：ILAVG = 7.7A、ILPEAK = 9.24A。

接下來計(jì)算最小電感值LMIN，電感電流紋波設(shè)置在最大值：



式中FSW為開關(guān)頻率。

將已知參數(shù)代入上式，可得：ILMIN=7.05mH。電感值增加20%容限，可選擇10mH標(biāo)準(zhǔn)電感。

電阻R15檢測通過電感的平均電流，在R15上產(chǎn)生25.7mV(最小值)壓差的電流是平均電流控制環(huán)路所允許的最大電感電流。借助該項(xiàng)功能，能夠在過載情況下保護(hù)外部器件，通過鉗制作用在電流誤差放大器的基準(zhǔn)電壓的最大值實(shí)現(xiàn)這一保護(hù)功能。選擇R15應(yīng)確保其流過最大電感電流時(shí)電阻兩端的電壓低于25.7mV。該應(yīng)用中，正常工作時(shí)R15兩端的最大電壓為24mV?？梢岳霉剑?img onload="if(this.width>620)this.width=620;" onclick="window.open(this.src)" style="cursor:pointer" style="BORDER-TOP-WIDTH: 0px; BORDER-LEFT-WIDTH: 0px; BORDER-BOTTOM-WIDTH: 0px; BORDER-RIGHT-WIDTH: 0px; max-width: 560px" height=55 src="http://editerupload.eepw.com.cn/fetch/20140213/223490_1_5.jpg" width=84>計(jì)算R15，在式中代入已知參數(shù)，可得：R15=3.11mW，實(shí)際電路選擇3mW電阻。

濾波電容

利用公式計(jì)算輸出電容COUT (C6、C7、C8和C9并聯(lián))，式中，VLEDPP為boost輸出電壓的峰峰值。該峰峰值結(jié)合LED在額定電流下的動(dòng)態(tài)電阻、決定了LED的紋波電流。為保持色度和LED的使用壽命，LED的紋波電流應(yīng)該保持在平均電流的10%以內(nèi)。上式中代入已知參數(shù)，得到：COUT=17mF，電路中各電容近似選擇為4.7mF、50V陶瓷電容。利用公式計(jì)算輸入電容CIN (C3、C4、C5并聯(lián))，式中VINPP是輸入電壓紋波的峰峰值，本應(yīng)用中取值為輸入電壓的0.4%。將已知參數(shù)代入等式，可得：CIN = 22.3mF，近似用三個(gè)10mF、25V陶瓷電容(L1左側(cè))替代。

反饋補(bǔ)償

平均電流控制環(huán)路

為確保平均電流控制環(huán)路的穩(wěn)定性，電流誤差放大器的增益應(yīng)該限定在某一數(shù)值以內(nèi)(頻率接近開關(guān)頻率)。理由是：Q2處于OFF期間，通過R15測得的電流不斷衰減，在此期間為負(fù)斜率變化。負(fù)斜率信號(hào)放大后作用到誤差放大器的輸入，經(jīng)過電流誤差放大器再