優(yōu)化白光LED背光應(yīng)用效率

電荷幫浦的基本原理

電容是存儲電荷或電能，并按預(yù)先確定的速度和時間放電的裝置。如果一個理想的電容以理想的電壓源VG進行充電(見圖1a)，將依據(jù)Dirac電流脈波函數(shù)立即存儲電荷(圖1b)。存儲的總電荷數(shù)量按以下方式計算︰ Q = CVG

實際的電容具有等效串聯(lián)阻抗(ESR)和等效串聯(lián)電感(ESL)，兩者都不會影響到電容存儲電能的能力。然而，它們對開關(guān)電容電壓轉(zhuǎn)換器的整體轉(zhuǎn)換效率有很大的影響。實際電容充電的等效電路如圖1c所示，其中RSW是開關(guān)的電阻。充電電流路徑具有串行電感，透過適當?shù)慕M件布局設(shè)計可以降低這個串行電感。

一旦電路被加電，將產(chǎn)生指數(shù)特性的瞬態(tài)條件，直到達到一個穩(wěn)態(tài)條件為止。電容的寄生效應(yīng)限制峰值充電電流，并增加電荷轉(zhuǎn)移時間。因此電容的電荷累積不能立即完成，這意味著電容兩端的初始電壓變化為零。電荷幫浦就利用了這種電容特性，如圖2a所示。

　
電壓變換在兩個階段內(nèi)實現(xiàn)。在第一個階段期間，開關(guān)S1和S2關(guān)閉，而開關(guān)S3和S4打開，充電到輸入電壓:

VC1+ VC1- = VC1+ = VIN
VC1+ ─ VC1- = VOUT ─ VIN = VIN →VOUT = 2VIN

在第二個階段，開關(guān)S3和S4關(guān)閉，而S1和S2打開。因為電容兩端的電壓降不能立即改變，輸出電壓突變到輸入電壓值的兩倍︰使用這種方法可以實現(xiàn)電壓的倍壓。開關(guān)訊號的工作周期通常為50%，這通常能產(chǎn)生最佳的電荷轉(zhuǎn)移效率。以下讓我們更詳細地了解電荷轉(zhuǎn)移過程以及開關(guān)電容轉(zhuǎn)換器寄生效應(yīng)如何影響其工作。

　
圖2b中顯示了開關(guān)電容電壓倍壓器的穩(wěn)態(tài)電流和電壓波形。根據(jù)功率守恒的原理，平均的輸入電流是輸出電流的兩倍。在第一階段，充電電流流入到C1。該充電電流的初始值決定于電容C1兩端的初始電壓、C1的ESR以及開關(guān)的電阻。在C1充電后，充電電流呈指數(shù)級地降低。充電時間常數(shù)是開關(guān)周期的幾倍，更小的充電時間常數(shù)將導(dǎo)致峰值電流增加。在這個時間內(nèi)，輸出電容C hold提供負載電流線性放電的電量，放電量等于︰

在第二階段，C1+連接到輸出，放電電流(電流大小與前面的充電電流相同)透過C1流到負載。在這個階段，輸出電容電流的變化大約為2IOUT。盡管這個電流變化應(yīng)該能產(chǎn)生一個輸出電壓變化為2 Iout ESR C hold，使用低ESR的陶瓷電容使得這種變化可以忽略不計。此時，CHOLD按下面的電量線性電位充電︰如此一來，電荷幫浦的輸出電壓可以用以下的等式模仿︰
VOUT = 2VIN ─ Iout Rout

總之，因為陶瓷電容低的ESR以及高的開關(guān)頻率，輸出漣波以及輸出電壓降取決于開關(guān)電阻。利用更多的開關(guān)和電容可以實現(xiàn)附加的電壓轉(zhuǎn)換。圖3展示了使用電容的這個特性的電路。同樣的，電壓轉(zhuǎn)換在兩個階段內(nèi)完成。在第一個階段，開關(guān)S1到S3關(guān)閉，而開關(guān)S4到S8打開。因此C1和C2并聯(lián)，假設(shè)C1等于C2，輸出電容CHOLD提供輸出負載電流。隨著這個電容的放電，輸出電壓降低到期望的輸出電壓以下，第二個階段是被激活來將輸出電壓增高到這個值以上。在第二階段，C1和C2并聯(lián)，連接在VIN和VOUT之間。開關(guān)S4到S7關(guān)閉，而S1到S3和S8打開。因為電容兩端的電壓降并不能突變，輸出電壓跳變到輸入電壓值的1.5倍︰

　
電壓升壓是透過以下的模式完成︰透過關(guān)閉S8并保持S1到S7打開，電壓轉(zhuǎn)換可以獲得1倍的增益。

脈波頻率調(diào)制(PFM)方案

圖4種介紹了一種簡化的PFM調(diào)壓方案，該方案利用許多個增益。下調(diào)的輸出電壓透過PUMP/SKIP比較器與1.2V的電壓基準比較。PUMP/SKIP比較器輸出電壓在啟動時線性上升，提供軟啟動功能。當輸出電壓超過期望的極限，組件不會開啟，消耗的電源電流將很小。在這種空閑狀態(tài)的期間，輸出電容提供輸出負載電流。隨著這個電容不斷放電以及輸出電壓降低到期望的輸出電壓以下，電荷幫浦被激活直到輸出電壓再次達到高于這個值。

在輕負載下，PFM調(diào)節(jié)架構(gòu)的主要優(yōu)勢是很明顯的。通常透過輸出電容提供負載電能。電源電流非常低，輸出電容只需要偶爾透過電荷幫浦進行再次充電。

總之，調(diào)壓電荷幫浦在一個寬的輸入范圍內(nèi)不能維持高的效率，因為輸入-輸出電流比根據(jù)基本的電壓轉(zhuǎn)換進行調(diào)節(jié)，任何比輸入電壓乘以電荷幫浦增益所得的值更低的輸出電壓將導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器內(nèi)額外的功耗，并且效率會成比例地降低。

轉(zhuǎn)換器根據(jù)輸入/輸出比例改變增益的能力允許在整個輸入電壓范圍內(nèi)完成最優(yōu)秀的效率。理想的情況是，增益應(yīng)該是線性式變化?，F(xiàn)實中，給予固定的電容和開關(guān)數(shù)量，只可能達到有限的增益配置。

在圖4中，輸入電壓被調(diào)節(jié)，并被饋入到三個比較器的正向結(jié)點。比較器的所有反向結(jié)點連接到輸出電壓。根據(jù)輸入-輸出電壓比，比較器的輸出提供帶有一個3位字的增益控制電路，增益控制電路用于選擇最小的增益G，這樣就可以獲得期望的電壓轉(zhuǎn)換。然而，在白光LED應(yīng)用中，選擇正確的增益G不僅僅根據(jù)輸入和輸出電壓。
　
高整合度電荷幫浦雙顯LED驅(qū)動器

以NS的LM27965電荷幫浦雙顯LED驅(qū)動器為例，D1A-5A或D1B-D3B輸出可以連接在一起以較高的電流來驅(qū)動一個或兩個LED。在這樣的配置中，所有的五個并行電流輸出可以驅(qū)動一個LED。應(yīng)該選擇設(shè)定用于D1A-5A的LED電流，這樣可以設(shè)定每個輸出電流為期望的總LED電流的20%。例如，如果60mA是期望中的單LED驅(qū)動電流，應(yīng)該選擇合適的RSET，這樣透過每個電流吸收端的輸入電流為12mA。可提供的二極管輸出電流、最大的二極管電壓以及電氣參數(shù)表中提供的所有其它參數(shù)與標準的5-LED應(yīng)用電路相同。

在較高的輸入電壓條件下，LM27965工作在直通模式(Pass-Mode)，允許輸出電壓跟蹤輸入電壓。隨著輸入電壓不斷降低，Dxx管腳上的電壓也會下降(VDXX = VPOUT VLEDx)。一旦任何已激活的Dxx管腳達到接近175mV的電壓時，電壓幫浦將切換到3/2x的增益。這種切換確保不會因為在LED兩端沒有足夠的電壓余量而影響到流過LED的電流。第一組和第二組輸出在每個Dxx管腳上利用了片上的LED正向電壓檢測功能以優(yōu)化電荷幫浦增益，實現(xiàn)最大的效率。由于檢測電路的特性，因此如果在正常操作期間將使用到任何一個LED組，不建議將任何DxA (D1A-D4A)或DxB (D1B-D2B)的管腳懸空。如果將DxA和/或DxB的管腳懸空，將會在整個VIN范圍內(nèi)迫使電荷幫浦進入3/2x模式。

如果D5A未使用，建議將驅(qū)動器管腳接地，并將通用緩存器的EN5A位設(shè)置為0以確保正確的增益轉(zhuǎn)換。使用通用緩存器，D3B驅(qū)動器可以在工作中完全地開或關(guān)閉。激活二極管監(jiān)測電路并禁止驅(qū)動器。如果D3B沒有使用，建議將驅(qū)動器管腳接地，通用緩存器的EN3B位設(shè)置為0確保正確的增益轉(zhuǎn)換。
　
結(jié)論

使用開關(guān)電容比基于電感的開關(guān)方法具有某些優(yōu)勢，其中一個明顯的優(yōu)勢就是消除了電感以及相關(guān)的電磁設(shè)計問題。開關(guān)電容轉(zhuǎn)換器通常具有相對低的噪音和最小的輻射EMI。此外，應(yīng)用電路很簡單，只需要幾個小電容。因為在沒有電感的情況下，最后的PCB組件高度通常比同等的開關(guān)轉(zhuǎn)換器更小。