一種高頻推挽DC-DC變換器設(shè)計(jì)方案

圖3 S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷時(shí)的等效電路

圖3(a)為S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷時(shí)的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過S1流入電源UI負(fù)極，即地，此時(shí)FWD1不導(dǎo)通;當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，S2未導(dǎo)通之前，由于原邊能量的儲(chǔ)存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時(shí)與S2并聯(lián)的能量恢復(fù)二極管 FWD2還未導(dǎo)通，電路中并沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產(chǎn)生上正下負(fù)的感生電壓。如圖3(b);FWD2導(dǎo)通，把反激能量反饋到電源中去，如圖 3(c)，箭頭指向?yàn)槟芰炕仞伒姆较颉?/p>

2、各點(diǎn)波形分析

當(dāng)某一PWN信號(hào)的下降沿來臨時(shí)，其控制的開關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的儲(chǔ)存和漏電感的原因，漏極產(chǎn)生沖擊電壓，大于2UI,因?yàn)榧尤肓薘C緩沖電路，使其最終穩(wěn)定在2UI附近。如圖4所示。

圖4 RC緩沖電路波形圖

當(dāng)S1的PWN 信號(hào)下降沿來臨，S1關(guān)斷，漏極產(chǎn)生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導(dǎo)通，形成能量回饋回路，此時(shí)S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流，見圖5.

圖5 S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流

4 實(shí)驗(yàn)與分析

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表面，輸出電壓穩(wěn)定在220V,紋波電壓較小。最大輸出功率能達(dá)到近600W,系統(tǒng)效率基本穩(wěn)定在80%,達(dá)到預(yù)期效果。其中，由于IGBT效率損耗較大導(dǎo)致系統(tǒng)效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET,系統(tǒng)效率會(huì)至少上升10%~15%.

注意事項(xiàng)：

(1) 變壓器初級(jí)繞組在正、反兩個(gè)方向激勵(lì)時(shí)，由于相應(yīng)的伏秒積不相等，會(huì)使磁芯的工作磁化曲線偏離原點(diǎn)，這一偏磁現(xiàn)象與開關(guān)管的選擇有關(guān)，原因是開關(guān)管反向恢復(fù)時(shí)間的不同》 可導(dǎo)致伏秒積的不同。

(2)實(shí)驗(yàn)中，隨著輸入電壓的微幅增高，系統(tǒng)損耗隨之增大，主要原因是變壓器磁芯產(chǎn)生較大的渦流損耗，系統(tǒng)效率有所下降。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應(yīng)電勢(shì)，如采用鐵粉芯材料;增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料;加長(zhǎng)渦流所經(jīng)的路徑，如采用硅鋼片或非晶帶。

5 結(jié)論

推挽電路特別適用于低壓大電流輸入的中小功率場(chǎng)合，并利用AP法設(shè)計(jì)了一種高頻推挽DC-DC變換器。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明本文的高頻推挽變壓器的設(shè)計(jì)方案達(dá)到了預(yù)期的效果，使輸出電壓穩(wěn)定在220V并具有一定的輸出硬度，效率達(dá)到80%,為現(xiàn)代汽車電源的發(fā)展提供了一定的發(fā)展空間。