單級式串聯(lián)型輸出雙Buck全橋并網(wǎng)逆變器的設計

全橋逆變器具有拓撲簡單、成本較低的特點，因此得到廣泛應用，但其逆變效率低，輸出波形質(zhì)量差。分析了戶用型單級式雙Buck全橋光伏并網(wǎng)逆變器的工作原理，實驗中以變步長功率擾動觀察法實現(xiàn)光伏系統(tǒng)的最大功率輸入，并在逆變環(huán)節(jié)采用雙Buck全橋拓撲結構以提高逆變效率，改善并網(wǎng)質(zhì)量。整個系統(tǒng)采用帶前饋補償?shù)碾娏鲀?nèi)環(huán)、電壓中環(huán)及最大功率點跟蹤(MPPT)功率外環(huán)的三環(huán)控制策略，并在Matl ab仿真平臺上驗證了系統(tǒng)控制策略的正確性。制作了一臺1.3 kW光伏并網(wǎng)逆變器樣機，并網(wǎng)電流總諧波畸變率接近3%。

引言

并網(wǎng)逆變器作為電網(wǎng)和光伏陣列的主要接口設備，其性能決定著整個光伏發(fā)電系統(tǒng)的性能。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中的主要問題是如何提高系統(tǒng)工作效率及改善并網(wǎng)波形質(zhì)量。常見的單相光伏并網(wǎng)逆變器按照其功率拓撲級數(shù)可分為單級式、兩級式和多級式。由于單級式逆變器只有一個能量變換環(huán)節(jié)，故其工作效率最高。常見的單級式橋式逆變器同一橋臂的上下開關管可能存在直通情況，降低了系統(tǒng)的可靠性，為防止直通情況的出現(xiàn)，需在驅(qū)動信號間加入死區(qū)，這就造成輸出電流波形畸變;另一方面橋式逆變器中無獨立的續(xù)流二極管，MOSFET和IGBT體二極管反向恢復時間長，造成開關管的開關損耗較大，且開關管的驅(qū)動頻率不能過高。而雙Buck逆變器可以解決上述問題，且所有功率管和電感在半個輸出周期高頻工作。

由于雙Buck半橋逆變器存在直流側(cè)電壓利用率低的問題，這里以串聯(lián)型輸出的雙Buck全橋逆變器模型為研究對象，提出了帶前饋補償?shù)碾娏鲀?nèi)環(huán)、電壓中環(huán)及MPPT功率外環(huán)的三環(huán)控制結構，基于Matlab仿真平臺驗證了系統(tǒng)控制策略，并對并網(wǎng)逆變器的MPPT及逆變橋驅(qū)動方法進行了研究，最終設計了一臺實驗裝置。

串聯(lián)型輸出雙Buck全橋逆變器

單相單級式串聯(lián)型輸出的雙Buck全橋光伏并網(wǎng)逆變器主電路拓撲如圖1所示。其中，V1，L1，VD1構成一個Buck電路;V2，L2，VD2構成一個Buck電路。兩個雙Buck半橋逆變器輸入并聯(lián)，接PV輸入端，輸出串聯(lián)接電網(wǎng)，組成了雙Buck全橋逆變器，克服了雙Buck半橋逆變器直流側(cè)電壓利用率低的問題，實現(xiàn)了兩個雙Buck半橋逆變器均壓、均功率輸出。由于雙Buck逆變器需要的電感個數(shù)較多，設計中采用磁集成技術來減小電感的體積和重量，降低電感的功率損耗。

圖1 主電路拓撲

逆變?nèi)珮蛲ǔ２捎脝螛O性SPWM、雙極性SPWM兩種驅(qū)動方式。為提高逆變效率，改善并網(wǎng)波形質(zhì)量，采用單極性SPWM驅(qū)動方式驅(qū)動開關管。其工作模態(tài)如下：

(1)并網(wǎng)電流iL1與電網(wǎng)電壓同向階段。

模態(tài)1 功率開關管V1，V4導通，在輸入電壓和輸出電壓作用下，iL1與電網(wǎng)電壓同向線性增加。

模態(tài)2 V1導通，V4斷開，VD4導通，形成續(xù)流回路，在輸入、輸出電壓作用下，iL1與電網(wǎng)電壓同向線性減小。

(2)并網(wǎng)電流iL2與電網(wǎng)電壓同向階段。

模態(tài)3 功率開關管V3，V2導通，在輸入、輸出電壓作用下，iL2與電網(wǎng)電壓同向線性增加。

模態(tài)4 V3導通，V2斷開，VD2導通，形成續(xù)流回路，在輸入、輸出電壓作用下，iL2與電網(wǎng)電壓同向線性減小。

光伏陣列MPPT

光伏系統(tǒng)MPPT的實現(xiàn)結合了恒壓跟蹤法和擾動觀察法。在系統(tǒng)啟動時，檢測光伏陣列開路電壓，用恒壓跟蹤法計算出理論最大功率點電壓，此處電壓作為擾動觀察法跟蹤的起始點。為快速準確地跟蹤到最大功率點，采用變步長擾動跟蹤，其程序流程如圖2所示。dp=p(k)-p(k-1)，dt=t(k)-t(k- 1)=T，α為正系數(shù)，Ts為PV端電壓、電流采樣周期。系統(tǒng)根據(jù)光伏陣列輸出曲線特性，觀測其輸出功率變化率，調(diào)整跟蹤步長，得到光伏陣列輸出最大功率處參考電壓。

圖2 MPPT 程序流程圖

逆變器并網(wǎng)控制

逆變器輸出可控制為電流源或電壓源。若將并網(wǎng)逆變器控制為電壓源，在并網(wǎng)過程中易產(chǎn)生環(huán)流，如圖1所示。該逆變器是具有輸出電流特性的電壓并網(wǎng)逆變器。圖3示出并網(wǎng)逆變器的控制策略框圖。

圖3 并網(wǎng)逆變器控制策略

控制系統(tǒng)采用了三環(huán)控制結構。MPPT功率外環(huán)的輸出作為電壓中環(huán)直流側(cè)電壓的給定。電壓中環(huán)的輸出與電網(wǎng)同步正弦信號的乘積作為電流內(nèi)環(huán)的給定。根據(jù)圖1可知：

uo-ug=SLiL，uo=SUpv (1)

式中：uo為橋側(cè)輸出的脈動電壓、ug為電網(wǎng)電壓、s為拉普拉斯算子、L為回路電感值、L為進網(wǎng)電流、S為逆變器開關函數(shù)、Upv為光伏電池輸入電壓。

由式(1)可得：

iL=(SUpv-ug)/(sL) (2)

由式(2)可見，ug為并網(wǎng)電流的擾動量，會影響系統(tǒng)動態(tài)跟蹤性能。故在電流內(nèi)環(huán)中加入電網(wǎng)電壓前饋控制以增強系統(tǒng)的抗干擾性。其前饋補償系數(shù)為：

Kf=1/Upv (3)

在單位功率因數(shù)條件下，逆變器效率為η，根據(jù)并網(wǎng)逆變器交、直流側(cè)功率平衡原則，有：

UpvIdcη=ugiL (4)

由式(4)可知，在穩(wěn)定情況下，并網(wǎng)逆變器交流電流到直流電流的變比關系為：

KL=Idc/iL=ug/(ηUpv) (5)

由圖1可知，在穩(wěn)態(tài)情況下，母線電容Cpv兩端的電壓為：

Upv=(Ipv-Idc)/(sCpv) (6)

圖3中，G1(s)，G2(s)分別為直流側(cè)電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)，通常采用PI調(diào)節(jié)器：

若忽略開關管非線性特性的影響，PWM環(huán)節(jié)可等效為一個比例慣性環(huán)節(jié)：

GPWM(s)=(Upv/Utri)[1/(1+sTc)] (8)

式中：Tc為高頻載波周期。仿真和實驗

實驗中采用TopCon系列可編程直流電源模擬太陽能光伏電池。為驗證所提出系統(tǒng)的可行性，在Matlab/Simulink仿真平臺上完成雙Buck全橋并網(wǎng)逆變器控制模型的仿真。參數(shù)設置如下：采用可編程直流電壓源，MPP電壓設置為400 V，MPP電流設置為3.4 A，MPP功率為1.36 kW。電路中，電感L1～L4均為0.6mH。選用IKW15N120T2型開關管，其驅(qū)動電壓18 V，高頻載波頻率為18 kHz。Matlab仿真模型的參數(shù)與實驗樣機保持一致。

并網(wǎng)電流的參考方向如圖1所示。其中iLb表示輸出正半周期的并網(wǎng)電流，iLd表示輸出負半周期的并網(wǎng)電流。圖4a，b分別為樣機實驗結果和仿真結果的波形圖。可見，逆變器并網(wǎng)電流正負半軸波形與電網(wǎng)電壓波形同頻同相。功率因數(shù)接近1。

圖4 實驗結果和仿真結果

采用Matlab的FFT工具箱進行并網(wǎng)電流FFT分析，結果如圖5所示。仿真所得并網(wǎng)電流諧波分量為3.13%，并網(wǎng)電流質(zhì)量較高。

圖5 并網(wǎng)電流FFT分析

結論

針對普通全橋逆變器的缺點，設計了單級式串聯(lián)型輸出的雙Buck全橋并網(wǎng)逆變器，并分析了其工作原理。通過改進型MPPT算法來提高MPPT的跟蹤效果。實驗和仿真結果表明設計的正確性，穩(wěn)態(tài)狀況下逆變器能輸出較好的并網(wǎng)波形。