三相正弦波逆變器瞬態(tài)的共同導(dǎo)通問題設(shè)計(jì)方案

在三相正弦波逆變器瞬中瞬態(tài)共同導(dǎo)通往往是被忽略的問題，因?yàn)樗矐B(tài)過程很難捕捉。

以半橋變換器為例，其典型驅(qū)動(dòng)電路如下圖a)所示，理想的柵極電壓波形如下圖(b)所示。

但是，在實(shí)際測試中的柵極電壓波形則如下圖所示。

圖中，圓圈處的電壓尖峰就是其中一個(gè)MOSFET開通時(shí)，引起處于關(guān)閉狀態(tài)的另一個(gè)MOSFET的柵極電壓尖峰。如果這個(gè)電壓尖峰超過MOSFET的導(dǎo)通閾值電壓(特別是在結(jié)溫較高時(shí)，閾值電壓下降到常溫的2/3)，原處于關(guān)斷的MOSFET將被觸發(fā)導(dǎo)通，就會(huì)產(chǎn)生橋臂的兩個(gè)MOSFET瞬態(tài)共同導(dǎo)通現(xiàn)象，即使僅導(dǎo)通數(shù)十納秒也很可能損壞MOSFET.由于使MOSFET損壞的時(shí)刻是隨機(jī)的，故通常很難找到故障的真正原因。

產(chǎn)生這種現(xiàn)象的根本原因是MOSFET漏極電壓迅速上升，并產(chǎn)生電容電流，通過MOS-FET的反向傳輸電容與輸入電容分壓，在MOSFET的柵一源極間產(chǎn)生電壓。

1.瞬態(tài)共同導(dǎo)通產(chǎn)生的原因與分析

可以通過MOSFET的動(dòng)態(tài)模型進(jìn)行分析，MOSFET的動(dòng)態(tài)模型如下圖所示。

圖中，Cgs、Cgd、Cds、Rg分別為MOSFET內(nèi)部的的柵/源電容、柵/漏電容、輸出電容和MOSFET的柵極體電阻。

在VF1開通階段，盡管VF2處于關(guān)斷狀態(tài)，VF2的寄生二極管導(dǎo)通續(xù)流。由于VF1的開通，VF2的漏極電壓急速上升，這個(gè)高幅值的dv/dt將通過VF2的寄生參數(shù)對VF2的柵極電壓造成影響，其等效電路如下圖所示。

圖中的Rext為驅(qū)動(dòng)電路內(nèi)阻和驅(qū)動(dòng)電路與MOSFET間串聯(lián)電阻之和。

由于MOSFET在開通時(shí)并不能立即導(dǎo)通，因此可認(rèn)為是一個(gè)線性上升的函數(shù)。這一階段的等效電路如下圖(a)和下圖(b)所示，同時(shí)可以認(rèn)為VF2的柵極電壓為O.

圖(b)的等效電路變?yōu)橐粋€(gè)簡單的RC回路，其節(jié)點(diǎn)和回路方程為

解式(18-8)的微分方程，開通過程完成時(shí)幅值最大，即t=Tm時(shí)，其Vgsmax為

很顯然，Vgsmax的幅值為V通過Cgd、Cgs所得到的分壓值。

當(dāng)C.dv/dt引起的柵極電壓超過了VF2的導(dǎo)通閾值電壓，在VF1開通時(shí)，VF2也將開通。這樣，輸入電源將經(jīng)過VF1、VF2流過一個(gè)大的穿通電流，同時(shí)，VF1還承擔(dān)負(fù)載電流。

這樣，VF1、VF2的功耗增加，又導(dǎo)致結(jié)溫升高，使整個(gè)電源的效率下降，甚至?xí)p壞MOSFET.

解決方案

綜上所述，需要采取措施消除由于C.dv/dt造成的誤導(dǎo)通。其基本方法為：盡可能地采用Crss/Ciss比值小的MOSFET;降低Rt. (Cgdd+Cgs)時(shí)間常數(shù)，即減小Rt的阻值;減緩MOS-FET漏極電壓的上升速率;采用負(fù)極性電壓維持MOSFET的關(guān)斷，將C.dv/dt所產(chǎn)生的電壓尖峰施加負(fù)的初始電壓，使其峰值不超過MOSFET的導(dǎo)通閾值電壓Vth.

采用Crss/Ciss比值小的MOSFET

實(shí)際上，早期MOSFET的Cgd/(Cgd+Cgs)的比值往往小于Vth/Vm的比值，如400V/10A的IRF740，其Cgd為120pF;Cgs為1400pF;Cgd/(Cgd+Cgs)為0.0789，這個(gè)數(shù)值遠(yuǎn)高于IRF740的3.5V的導(dǎo)通閾值電壓與180~200V峰值漏極電壓變化值的比值。因此在驅(qū)動(dòng)速度極快時(shí)，引起IRF740誤導(dǎo)通的柵極電壓最高可以達(dá)到約14V.如果不加以限制，誤導(dǎo)通將是必然的。

如果選用近幾年問世的低柵極電荷的MOSFET，這種情況將大大改善，如ST的STP12NM50的Cgd為20pF，Cgs為lOOOpF，Cgd/(Cgd+Cgs)為0.0196，約為Vth/Vm，即使在快速驅(qū)動(dòng)條件下也不會(huì)產(chǎn)生誤導(dǎo)通現(xiàn)象。因此，選擇性能優(yōu)異的MOSFET是第一選擇。

也可以采用加大MOSFET柵一源間外加電容的方式減小Crss/Ciss比值，但是這樣將降低MOSFET的開關(guān)速度，增加開關(guān)損耗。這種方式僅限于早期的MOSFET橋式變換器的應(yīng)用，從提高變換器效率角度考慮，一般不推薦采用。

采用高導(dǎo)通電壓閾值的MOSFET和雙極性電壓驅(qū)動(dòng)

提高M(jìn)OSFET的導(dǎo)通電壓閾值也是抑制或消除MOSFET誤導(dǎo)通的一個(gè)好辦法。如果將常溫導(dǎo)通閾值電壓從3.SV提高到4~4.5V，則MOSFET誤導(dǎo)通的可能性就會(huì)大大降低。對于耐壓在400V以上的MOSFET，比較高的導(dǎo)通閾值電壓一般不會(huì)引起MOSFET損耗的增加。

在功率較大的橋式變換器的應(yīng)用中經(jīng)常采用雙極性電壓驅(qū)動(dòng)，即在MOSFET關(guān)斷期間，MOSFET柵極一源極電壓保持在負(fù)極性電壓值。這樣，MOSFET誤導(dǎo)通就從原來MOSFET本身的導(dǎo)通閾值電壓變?yōu)閷?dǎo)通閾值電壓加負(fù)偏置電壓。例如，采用-15V關(guān)斷電壓值，則令MOSFET誤導(dǎo)通的電壓至少要達(dá)到18.5V，這是幾乎不可能達(dá)到的干擾電壓值。下圖所示的實(shí)測柵極電壓波形證實(shí)了這一點(diǎn)。

從圖中可以看到，上圖形中的誤導(dǎo)通電壓值接近4.5V，已經(jīng)超過MOSFET的導(dǎo)通電壓閾值，出現(xiàn)瞬態(tài)共同導(dǎo)通現(xiàn)象。在圖波形中，僅有不到1V的電壓尖峰，甚至可以完全消除這個(gè)尖峰。其原因是低驅(qū)動(dòng)回路阻抗與負(fù)電壓的共同作用強(qiáng)有力地抑制了柵一源極間的dv/dt和電壓幅值。

因此，即使采用-5V甚至-2V的關(guān)斷偏置電壓，也可以確保消除瞬態(tài)共同導(dǎo)通想像。

這種解決方案的缺點(diǎn)是電路相對復(fù)雜，電路成本略高于其他解決方案。但是這種解決方案是最有效的。