淺析影響DC-DC轉(zhuǎn)換器效率的主要因素

本文詳細(xì)介紹了開關(guān)電源(SMPS)中各個(gè)元器件損耗的計(jì)算和預(yù)測技術(shù)，并討論了提高開關(guān)調(diào)節(jié)器效率的相關(guān)技術(shù)和特點(diǎn)，以選擇最合適的芯片來達(dá)到高效指標(biāo)。本文介紹了影響開關(guān)電源效率的基本因素，可以以此作為新設(shè)計(jì)的準(zhǔn)則。我們將從一般性介紹開始，然后針對特定的開關(guān)元件的損耗進(jìn)行討論。

一、效率估計(jì)

能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗，雖然實(shí)際應(yīng)用中無法獲得100%的轉(zhuǎn)換效率，但是，一個(gè)高質(zhì)量的電源效率可以達(dá)到非常高的水平，效率接近95%.

絕大多數(shù)電源IC的工作效率可以在特定的工作條件下測得，數(shù)據(jù)資料中給出了這些參數(shù)。Maxim的數(shù)據(jù)資料給出了實(shí)際測試得到的數(shù)據(jù)，其他廠商也會(huì)給出實(shí)際測量的結(jié)果，但我們只能對我們自己的數(shù)據(jù)擔(dān)保。圖1給出了一個(gè)SMPS降壓轉(zhuǎn)換器的電路實(shí)例，轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到97%,即使在輕載時(shí)也能保持較高效率。

采用什么秘訣才能達(dá)到如此高的效率?我們最好從了解SMPS損耗的公共問題開始，開關(guān)電源的損耗大部分來自開關(guān)器件(MOSFET和二極管)，另外小部分損耗來自電感和電容。但是，如果使用非常廉價(jià)的電感和電容(具有較高電阻)，將會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗明顯增大。

選擇IC時(shí)，需要考慮控制器的架構(gòu)和內(nèi)部元件，以期獲得高效指標(biāo)。例如，圖1采用了多種方法來降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內(nèi)部集成低導(dǎo)通電阻的MOSFET,低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來的好處。

圖1. MAX1556降壓轉(zhuǎn)換器集成了低導(dǎo)通電阻的MOSFET,采用同步整流，可以達(dá)到95%的轉(zhuǎn)換效率，效率曲線如圖所示。

二、降壓型SMPS

損耗是任何SMPS架構(gòu)都面臨的問題，我們在此以圖2所示降壓型(或buck)轉(zhuǎn)換器為例進(jìn)行討論，圖中標(biāo)明各點(diǎn)的開關(guān)波形，用于后續(xù)計(jì)算。

圖2. 通用降壓型SMPS電路和相關(guān)波形，對于理解SMPS架構(gòu)提供了一個(gè)很好的參考實(shí)例。

降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是把一個(gè)較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成較低的直流輸出電壓。為了達(dá)到這個(gè)要求，MOSFET以固定頻率(fS)，在脈寬調(diào)制信號(PWM)的控制下進(jìn)行開、關(guān)操作。當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓給電感和電容(L和COUT)充電，通過它們把能量傳遞給負(fù)載。在此期間，電感電流線性上升，電流回路如圖2中的回路1所示。 當(dāng)MOSFET斷開時(shí)，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負(fù)載供電。電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如圖中的環(huán)路2所示。MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間定義為PWM信號的占空比(D)。D把每個(gè)開關(guān)周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]兩部分，它們分別對應(yīng)于MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間(環(huán)路1)和二極管的導(dǎo)通時(shí)間(環(huán)路2)。所有SMPS拓?fù)?降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關(guān)周期，實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。 對于降壓轉(zhuǎn)換電路，較大的占空比將向負(fù)載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時(shí)，平均輸出電壓也會(huì)降低。根據(jù)這個(gè)關(guān)系，可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET的壓降)降壓型SMPS的轉(zhuǎn)換公式： VOUT = D × VIN IIN = D × IOUT 需要注意的是，任何SMPS在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)處于某個(gè)狀態(tài)的時(shí)間越長，那么它在這個(gè)狀態(tài)所造成的損耗也越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，D越低(相應(yīng)的VOUT越低)，回路2產(chǎn)生的損耗也大。

1、開關(guān)器件的損耗 MOSFET傳導(dǎo)損耗

圖3. 典型的降壓型轉(zhuǎn)換器的MOSFET電流波形,用于估算MOSFET的傳導(dǎo)損耗?下式給出了更準(zhǔn)確的估算損耗的方法,利用IP和IV之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項(xiàng)? PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN 式中,IP和IV分別對應(yīng)于電流波形的峰值和谷值,如圖3所示?MOSFET電流從IV線性上升到IP,例如:如果IV為0.25A,IP為1.75A,RDS(ON)為0.1Ω,VOUT為VIN/2 (D = 0.5),基于平均電流(1A)的計(jì)算結(jié)果為: PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W.

利用波形積分進(jìn)行更準(zhǔn)確的計(jì)算: PCOND(MOSFET) (使用電流波形積分進(jìn)行計(jì)算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W 或近似為78%,高于按照平均電流計(jì)算得到的結(jié)果?對于峰均比較小的電流波形,兩種計(jì)算結(jié)果的差別很小,利用平均電流計(jì)算即可滿足要求?

2、二極管傳導(dǎo)損耗

MOSFET的傳導(dǎo)損耗與RDS(ON)成正比，二極管的傳導(dǎo)損耗則在很大程度上取決于正向?qū)妷?VF)。二極管通常比MOSFET損耗更大，二極管損耗與正向電流、VF和導(dǎo)通時(shí)間成正比。由于MOSFET斷開時(shí)二極管導(dǎo)通，二極管的傳導(dǎo)損耗(PCOND(DIODE))近似為： PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D) 式中，IDIODE(ON)為二極管導(dǎo)通期間的平均電流。圖2所示，二極管導(dǎo)通期間的平均電流為IOUT,因此，對于降壓型轉(zhuǎn)換器，PCOND(DIODE)可以按照下式估算： PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN) 與MOSFET功耗計(jì)算不同，采用平均電流即可得到比較準(zhǔn)確的功耗計(jì)算結(jié)果，因?yàn)槎O管損耗與I成正比，而不是I?. 顯然，MOSFET或二極管的導(dǎo)通時(shí)間越長，傳導(dǎo)損耗也越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，輸出電壓越低，二極管產(chǎn)生的功耗也越大，因?yàn)樗幱趯?dǎo)通狀態(tài)的時(shí)間越長。

3、開關(guān)動(dòng)態(tài)損耗

由于開關(guān)損耗是由開關(guān)的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET和二極管的開關(guān)損耗，器件從完全導(dǎo)通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導(dǎo)通需要一定時(shí)間，在這個(gè)過程中會(huì)產(chǎn)生功率損耗。

圖4所示MOSFET的漏源電壓(VDS)和漏源電流(IDS)的關(guān)系圖可以很好地解釋MOSFET在過渡過程中的開關(guān)損耗，從上半部分波形可以看出，tSW(ON)和tSW(OFF)期間電壓和電流發(fā)生瞬變，MOSFET的電容進(jìn)行充電、放電。 圖4所示，VDS降到最終導(dǎo)通狀態(tài)(= ID × RDS(ON))之前，滿負(fù)荷電流(ID)流過MOSFET.相反，關(guān)斷時(shí)，VDS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的最終值。開關(guān)過程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開關(guān)損耗的來源，從圖4可以清楚地看到這一點(diǎn)。

圖4. 開關(guān)損耗發(fā)生在MOSFET通、斷期間的過渡過程 開關(guān)損耗隨著SMPS頻率的升高而增大，這一點(diǎn)很容易理解，隨著開關(guān)頻率提高(周期縮短)，開關(guān)過渡時(shí)間所占比例增大，從而增大開關(guān)損耗。開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中，開關(guān)時(shí)間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)時(shí)間為占空比的十分之一的情況。由于開關(guān)損耗和頻率有很大的關(guān)系，工作在高頻時(shí)，開關(guān)損耗將成為主要的損耗因素。