恢復(fù)反激變壓器的漏泄能量

注意，在任何反激轉(zhuǎn)換器中，反激變壓器(多繞組電感)遠(yuǎn)非完美無缺，它的(初級至次級)漏電感可達(dá)初級磁化電感的5%。漏電感(LLK)與功率FET(漏極連接)等效串聯(lián)。更加復(fù)雜的是，F(xiàn)ET的寄生輸出電容與LLK構(gòu)成了一個串聯(lián)諧振電路。當(dāng)FET關(guān)斷時(shí)，會產(chǎn)生非常高的過壓和振鈴。電路的Q值越高，振鈴電壓就越高。這種情況可能會造成巨大的EM干擾，并且會由于FET漏電壓的升高，而降低FET的可靠性。

圖1(a)是一個改良后的演示板(意法半導(dǎo)體Viper17L)，其反激轉(zhuǎn)換器上加了一個恢復(fù)繞組。在該電路中有以下重要的考慮：電阻RS1和RS2為檢測電阻，用來監(jiān)測電流；從這些電阻上直接獲得測量電流的量程。變壓器比率與原變壓器比率相一致?；謴?fù)繞組N只與初級繞組N有緊密的磁耦合，使兩個繞組成為雙股。兩根導(dǎo)線同時(shí)并排纏繞在磁芯或線軸上，就形成了雙股繞組。這種方法使耦合最大化，并獲得了寄生電容與電感的嚴(yán)格匹配。初級繞組與其它繞組之間的耦合并沒有那么重要。

從圖1(b)可以看出，在沒有任何箝位情況下(不連接D3)，由于振鈴，F(xiàn)ET的漏極電壓(IC1，7、8腳)達(dá)到了峰值560V。圖2(a)為放大的初級電流圖。在FET關(guān)斷的瞬間，初級電流(磁化電流)保持不變，為電容COSS充電，這可從階躍波形看出。磁化電流保持不變，因?yàn)榇渭壚@組上的二極管D4還沒有導(dǎo)通，這可以從圖2(b)的次級電流波形看出。在FET關(guān)斷的一個短周期內(nèi)(此時(shí)D4仍沒有導(dǎo)通)，串聯(lián)諧振電路的COSS被充電。在FET漏極電壓VDS足夠高的時(shí)間內(nèi)，D4成為正偏，存儲在串聯(lián)諧振儲能電路中的能量被釋放。存儲的能量是諧振電路Q值的一個函數(shù)，數(shù)值非常大。

圖2是串聯(lián)諧振儲能電路的結(jié)果。圖(a)中，繼FET關(guān)斷，初級電流(通道2，紅色波形)為COSS充電后，在FET的漏極(VDS，通道1，藍(lán)色波形)有振鈴。圖(b)中，通道1仍為VDS，COSS的充電使通過D4的次級電流(通道2)延遲了不到100ns。圖(c)中，雙股繞組NR將初級電流(通道2)導(dǎo)回電源軌，并箝位開關(guān)電壓(通道1)。圖(d)中，泄漏磁通阻止了電流的傳輸，次級電流(通道2)達(dá)到一個均衡的峰值，直到漏泄能量被完全恢復(fù)。

當(dāng)恢復(fù)繞組NR和二極管D3連接到電源軌時(shí)，可以觀察到完全不同的過程?；謴?fù)繞組NR直接繞過寄生電容COSS，將積累的泄漏能量導(dǎo)回至電源軌。在圖2(c)中應(yīng)能注意到，初級電流的負(fù)浪涌(通道2)事實(shí)上是從恢復(fù)繞組流出的電流。次級二極管D4馬上變?yōu)檎?圖2(d))，因?yàn)榇渭夒娏?通道2)上升到了穩(wěn)態(tài)的峰值，初級電流降為零。由于NP=NR，這就確保將VDSS限制在VDC的兩倍。

通過泄漏能量恢復(fù)方法消除過高振鈴，這種方式明顯優(yōu)于所有其它的被動RCD阻尼器技術(shù)，因?yàn)楹笳呦诵孤┠芰?，從而降低了轉(zhuǎn)換器的效率。將最大VDS限制為兩倍VDC是可以接受的，因?yàn)槲覀冎?，大多?shù)單片嵌入式轉(zhuǎn)換器都帶有高電壓功率FET(例如意法半導(dǎo)體Viper17就有一個令人印象深刻的800V強(qiáng)大功率段)。大多數(shù)變壓器廠商都可以供應(yīng)雙股繞組，也可用一根Multifilar磁線自己制作。