AD834用于直流至500MHz應(yīng)用

該電路的帶寬由封裝電容和電感限制。在8引腳cerdip封裝中，由于封裝諧振，乘法器響應(yīng)通常在500 MHz開始上升，在800 MHz到達峰值，然后滾降。輸入端的24.9 電阻抑制諧振，產(chǎn)生在800 MHz前基本平坦的響應(yīng)。(表貼封裝AD834的封裝電感不同。)圖4顯示了整個頻率范圍內(nèi)三種不同功率電平的結(jié)果，使用圖5所示的測試配置。

忽略與高阻抗輸入串聯(lián)的24.9 電阻，圖3所示均方電路的輸入電阻為50 .由于滿量程輸入范圍為±1 V,在正弦輸入假設(shè)下，50Ω輸入負載的最大可測量功率為10 mW(20 dBm)。

圖4. 均方電路在-5 dBm、0 dBm和+5 dBm輸入功率電平下的頻率響應(yīng)

圖5. 測試配置

為獲得更大的輸入范圍，輸入端具有50Ω串聯(lián)電阻的分壓器將縮減AD834上的電壓，同時維持適當?shù)亩私与娮?。例如，如果將輸入信號施加于與5Ω接地電阻串聯(lián)的45 Ω電阻，則從分壓器中間節(jié)點截取AD834輸入將給輸入信號帶來20 dB的衰減，同時維持50Ω (45Ω + 5 Ω)的端接電阻。

低功率信號的檢測受限于運算放大器的直流失調(diào)和共模抑制。例如，運算放大器內(nèi)僅存在1 mV失調(diào)時，對應(yīng)于50Ω兩端22.4 mV rms的-20 dBm信號將產(chǎn)生4.5%的誤差。如果AD834 X通道失調(diào)僅為2 mV,可產(chǎn)生10%的誤差。

均方根-直流轉(zhuǎn)換器

均方根（rms）電路（圖6）不僅僅是在上述均方檢波器電路后添加平方根電路。頻率響應(yīng)由前端平方器和輸出濾波器決定。根據(jù)均方說明，平方器在超過500 MHz后起作用，而較低的-3 dB頻率響應(yīng)為340 Hz （100Ω和4.7iF）。請注意，輸入端的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)決定滿量程輸入電壓為±2 V峰值。

平方根函數(shù)通過在AD711運算放大器的反饋環(huán)路內(nèi)對AD834求平方來執(zhí)行。2N3904晶體管起緩沖器的作用。用于平方根部分的AD834緩沖輸出與X和Y通道輸入間的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)（兩個100Ω）決定輸出調(diào)整為±2 V滿量程。

對兩個AD834的輸出求電流差。由于激光調(diào)整后AD834輸出信號電流縮放具有高精度，可實現(xiàn)精確的輸出求差和求和。AD711迫使兩個AD834信號電流間的差異趨于零。零點校準中的任何誤差會在兩個100Ω上拉電阻兩端產(chǎn)生電壓。

通過15 kΩ、85 kΩ和0.1uF網(wǎng)絡(luò)執(zhí)行額外濾波和電平轉(zhuǎn)換后，殘余誤差由整個AD711開環(huán)增益放大。放大后的誤差信號迫使反饋環(huán)路內(nèi)AD834的輸出匹配均方AD834的輸出。當均方根電路輸出等于電路輸入均方函數(shù)的平方根以及均方根函數(shù)時，誤差歸零。

小信號電平下電路的精度受限于不可避免的失調(diào)電壓。雖然均方函數(shù)的標稱0 V輸入（1 mV誤差）產(chǎn)生1 uV輸出誤差，同樣的輸入誤差通過平方根電路卻可產(chǎn)生31.6 mV的輸出誤差。

圖6.直流至500 MHz均方根-直流轉(zhuǎn)換器

直流耦合VCA應(yīng)用

如果無法排除AD834的直流響應(yīng)，由于高速運算放大器共模范圍通常不足，必須使用某一形式的無源或有源電平轉(zhuǎn)換。以下應(yīng)用顯示了在寬帶電壓控制放大器方案中使用有源或無源電平轉(zhuǎn)換電路的情形。

使用無源電平轉(zhuǎn)換的直流至60 MHz電壓控制放大器圖7顯示了使用無源網(wǎng)絡(luò)作為電平轉(zhuǎn)換器的電路示意圖。

此處選擇的運算放大器為AD5539.

圖7.使用無源電平轉(zhuǎn)換的直流至60 MHz電壓控制放大器

AD5539使用與AD834相同的工藝構(gòu)建，在高閉環(huán)增益下提供2 GHz的增益帶寬積。與大多數(shù)運算放大器不同，AD5539擁有接地引腳和全NPN輸出級，以"A類"方式工作以實現(xiàn)器件的高速度（參見圖8）。更細致的考察顯示，輸出節(jié)點與輸入間以及這些電壓與地之間存在有限的"裕量".AD5539的高速度和其他非常規(guī)屬性在使用時需要特別小心。

圖8. ADS539運算放大器原理示意圖

首先考慮A類輸出級的后果。大多數(shù)運算放大器中，負載上的輸出既可"上拉"也可"下拉"，但NPN發(fā)射極-跟隨器輸出級只能上拉。AD5539具有2 k的內(nèi)部下拉電阻（R11），僅可供應(yīng)2或3毫安的電流。通用高速乘法器擺幅至少必須能夠達到±1 V，同時驅(qū)動最低50 的負載電阻。在此輸出電平下，負載電流為±20 mA，因此必須通過外部下拉電阻供應(yīng)。事實上，下拉電流必須遠大于該值，且需要仔細考慮。

圖9顯示了計算方法。425 mV電壓源為"IBRC"，即AD834的穩(wěn)定電流8.5 mA乘以負載電阻RC，此處設(shè)置為50Ω。當滿量程輸出電流為+4 mA時，圖9（a）中的200 mV電源為"IWRC"發(fā)生器。由此計算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.

接下來計算W2處的電壓。由于理想運算放大器的輸入電流為零，W2上無負載，電壓為V2乘以125/（125 + 50）的衰減比，即4.125 V.由于理想運算放大器的輸入電壓為零，W1處于相同電壓下，因此現(xiàn)在可以計算出上部50 電阻中的電流為（5.375-4.125）/50 mA，即25 mA.同樣，運算放大器輸入端基本上無電流，因此25 mA全部流入125 的反饋電阻，從而在兩端產(chǎn)生3.125 V的壓降。最后，用W1處的電壓（4.125 V）減去此壓降，計算出輸出為+1 V.

注意此時的結(jié)果有些出乎意料：盡管20 mA的電流流入負載，25 mA的較大電流卻流入反饋電阻！這一異常事件狀態(tài)是由于將比例因子減小至預(yù)期值所需的反饋電阻具有極低值，并且AD834輸出端所需的相對較大電壓確保了輸出W1和W2的正確偏置。因此，即使負載僅需20 mA的源電流，仍需要在下拉電阻RP內(nèi)提供至少5 mA，以偏置AD5539內(nèi)的輸出發(fā)射極-跟隨器。當AD834的輸出電流反向時情況變得更嚴重，因為現(xiàn)在需要在50負載中提供20 mA吸電流，而且反饋電阻兩端的電壓更高了。

這一情況如圖9（b）所示。計算過程與前述相同，我們發(fā)現(xiàn)，反饋電阻內(nèi)的電流現(xiàn)為39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的負載電流，并在反饋路徑內(nèi)另外提供大約40 mA，同時兩端電壓為5 V.這要求RP = 83Ω。實際上，該值應(yīng)略低一些，以防止壓擺率限制下降時間。另外，反饋電阻將從125Ω升至133Ω，以在上述大負載條件下補償AD5539的有限增益。如果求50Ω負載、70Ω下拉電阻和約150Ω有效反饋電阻的并聯(lián)和，放大器上的實際負載僅為24 ！

AD5539在大于5的未補償增益下性能穩(wěn)定，此電路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10Ω網(wǎng)絡(luò)通過放棄足夠的開環(huán)增益執(zhí)行補償，以便在驅(qū)動50Ω負載時實現(xiàn)穩(wěn)定的性能。對于更高的阻抗負載，可能需要減少10Ω補償電阻。

圖9.用于計算下拉電阻值的等效電路

節(jié)點W1和W2之間是電平轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，平均電壓約為+4 V，連接至接近地電壓的AD5539輸入端。采用所示值，運算放大器輸入設(shè)置為稍低于地電壓（約-460 mV）。該網(wǎng)絡(luò)將低頻開環(huán)增益減半，當AD5539輸入端存在失調(diào)電壓時這對直流精度有一些影響。如果輸出失調(diào)較為重要，應(yīng)插入與3.74 k電阻串聯(lián)的500 電位器，并且將滾動條設(shè)置為-6 V.

接著將X和Y輸入設(shè)置為零，調(diào)節(jié)零輸出。

另外請注意，AD834上的"內(nèi)部"引腳X1和Y2應(yīng)接地，以便將高頻饋通降至最低；通過切換W1和W2校正X輸入端的最終反相。

圖10顯示當輸入脈沖施加于X輸入以及Y輸入設(shè)置為+1 V時的脈沖響應(yīng)，指示6 ms的上升時間。

圖10.直流至60 MHz電壓控制放大器的脈沖響應(yīng)

圖11顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網(wǎng)絡(luò)分析儀上截取的一組頻率