智能交錯(cuò)—實(shí)現(xiàn)高效 AC/DC 電源的先進(jìn) PFC 控制器
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FAN9612采用飛兆半導(dǎo)體專有的同步方案Sync-Lock，可確保軟啟動(dòng)、軟中止(Soft-Stop)期間以及所有瞬態(tài)和穩(wěn)態(tài)工作條件下近乎完美的180°同步。如果某個(gè)故障模式導(dǎo)致一個(gè)信道無法工作，內(nèi)部重啟動(dòng)定時(shí)器會被激活，相當(dāng)于高效的功率限制，可防止此通道提供全額定功率。所有這些同步和安全功能都完全由FAN9612處理，無須功率級冗余設(shè)計(jì)，從而能實(shí)現(xiàn)針對效率、性能和可靠性高度優(yōu)化的設(shè)計(jì)。
任何電源設(shè)計(jì)都要優(yōu)先考慮啟動(dòng)，PFC轉(zhuǎn)換器也不例外。對大多數(shù)PFC應(yīng)用而言，穩(wěn)壓輸出電壓設(shè)置點(diǎn)在400V 范圍之內(nèi)，故只要有任何電壓過沖，尤其是在軟啟動(dòng)期間，就會對輸出大電容和開關(guān)組件造成額外的應(yīng)力。FAN9612能夠解決與啟動(dòng)有關(guān)的兩大重要問題。第一是能夠在整個(gè)啟動(dòng)程序期間保持閉環(huán)軟啟動(dòng)。
通過把參考電壓鉗位在誤差放大器反饋電壓，軟啟動(dòng)電容CSS 稍微預(yù)充電，加快初始化啟動(dòng)。更重要的是，誤差放大器輸出直接控制軟啟動(dòng)充電電流ISS(VCTRL)。因此，若誤差放大器接近飽和，電流源就減小VSS(t)，確保對誤差放大器輸出電壓的良好控制。不管在軟啟動(dòng)周期內(nèi)后級DC/DC 轉(zhuǎn)換器從何處開始消耗 PFC輸出的功率，F(xiàn)AN9612都可以在內(nèi)部調(diào)節(jié)同相誤差放大器輸入以避免飽和，確保啟動(dòng)或重啟動(dòng)期間不會因瞬態(tài)故障條件而產(chǎn)生電壓過沖。
除了閉環(huán)軟啟動(dòng)工作模式之外，F(xiàn)AN9612還具有通過VOUT電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)直接啟動(dòng)的可選功能。對于沒有足夠的輔助偏置電源電壓或待機(jī)電源的應(yīng)用，啟動(dòng)任何高電壓IC都必須對VDD電容進(jìn)行充電，直到電壓達(dá)到控制IC欠壓鎖定(UVLO)導(dǎo)通閾值為止。這一般需要額外的電路，因而會增加功耗及降低效率。有些設(shè)計(jì)人員會采用這種方法：當(dāng)通過自舉偏置(bootstrap bia)電源對PFC控制IC進(jìn)行供電時(shí)，關(guān)斷啟動(dòng)電路。雖然這種方案有助于降低功耗，但往往需要高側(cè)開關(guān)和驅(qū)動(dòng)電路，從而增加外部組件的數(shù)目。FAN9612經(jīng)特別設(shè)計(jì)，無須外部啟動(dòng)電阻即可啟動(dòng)。在FB和VDD之間增加一個(gè)小信號二極管DSTART即可提供一條經(jīng)過RFB1的電流路徑，見圖2中的紅色虛線。一旦內(nèi)部5V參考電壓有輸出，小信號MOSFET QSTART就被開通，電阻反饋網(wǎng)絡(luò)即從啟動(dòng)功能中解脫出來。另外也可以根據(jù)情況，忽略DSTART和QSTART，采用傳統(tǒng)的啟動(dòng)方法。
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圖2 交替式簡化啟動(dòng)電路 |
對于感測AC輸入電壓的PFC電路，大多數(shù)控制器都需要一個(gè)外部兩極濾波器來獲得RMS線電壓。雖然這對線路UVLO(也稱為brown-out保護(hù)，即電壓過低保護(hù))是可接受的，但兩極濾波器的慢速和低靈敏度會導(dǎo)致額外的線電流失真，從而妨礙利用 RMS 電壓信息來實(shí)現(xiàn)任何部分的PWM控制，比如電壓前饋。而FAN9612卻能夠通過感測AC輸入電壓的峰值來獲得RMS值。由于RMS值與線電壓峰值成比例，所需外部電路就從兩極濾波器簡化為一個(gè)簡單的電阻分壓器。
如圖3所示，F(xiàn)AN9612利用經(jīng)過分壓(divided down)的峰值電壓信號來實(shí)現(xiàn)欠壓保護(hù)(VIN(UVLO))、輸入過壓保護(hù)(VIN(OVP))，以及電壓前饋(VIN(VFF))這些PWM控制任務(wù)。RIN1和RIN2的比值可用于設(shè)定VIN(OVP)、跳變點(diǎn)和欠壓保護(hù)級。FAN9612獨(dú)有的Brown out遲滯可編程特性，可通過內(nèi)部2μA電流源和RIN(HYS)進(jìn)行設(shè)置。
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圖3 輸入電壓感測電路 |
其次，輸入電流仍為正弦波，即使在功率受限期間也可減少電流失真。第三，由于用戶可編程最大導(dǎo)通時(shí)間(MOT)與VIN成比例，所以每個(gè)通道都獲得一個(gè)有效的功率限制功能。
最后，F(xiàn)AN9612還能夠在DC輸入電壓下工作，故而適用于大功率逆變器，比如那些專為太陽能應(yīng)用而設(shè)計(jì)的逆變器。
除了欠壓保護(hù)和輸入電壓OVP外，F(xiàn)AN9612還具有兩極輸出電壓OVP功能。圖4中所示的反饋電阻RFB1和RFB2對輸出電壓進(jìn)行分壓，并把信號饋入到FAN9612跨導(dǎo)誤差放大器的輸入端。一個(gè)非鎖死輸出OVP電路用于在內(nèi)部監(jiān)控該信號，并被設(shè)置在反饋電壓超過3.25V時(shí)阻止開關(guān)。
因此實(shí)際上，RFB1和RFB2具有調(diào)節(jié)輸出電壓和執(zhí)行輸出OVP的雙重功能。某些應(yīng)用可能有限制輸出OVP和電壓調(diào)節(jié)功能共享同一組串聯(lián)電阻的設(shè)計(jì)要求。FAN9612針對這一問題提供第二級鎖定OVP功能，該鎖定電路的閾值為3.5V，可通過ROV1和ROV2來主動(dòng)設(shè)置比非鎖定的OVP更高的保護(hù)電壓。在RFB2與地短路這種可能性較小的事件中，這個(gè)第二級OVP功能可關(guān)閉DRV1和DRV2。
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圖4 簡化應(yīng)用電路 |
至于過流保護(hù)(OCP)，F(xiàn)AN9612可通過圖4中的RCS1和RCS2獨(dú)立感測每個(gè)通道的峰值電流。較之在返回路徑上采用單個(gè)電流感測電阻，對相位的逐個(gè)感測可提供更可靠、更有效的OCP解決方案。為了減少組件，每個(gè)輸入都在內(nèi)部集成了一個(gè)小型RC濾波器 (一般用于抑制電流感測輸入中的前沿尖刺)。最后，F(xiàn)AN9612電流感測閾值設(shè)為200mV，以使電流感測電阻上的功耗最小化。
FAN9612采用數(shù)項(xiàng)節(jié)能技術(shù)來滿足額定負(fù)載和輕負(fù)載下的效率要求。其同步電路的一部分利用最大頻率鉗位來限制輕載下和AC輸入電壓的過零點(diǎn)附近的與頻率相關(guān)的Coss MOSFET開關(guān)損耗。在VIN線電壓部分大于VOUT/2期間，使用谷底開關(guān)技術(shù)以感測最佳MOSFET導(dǎo)通時(shí)間，可進(jìn)一步降低Coss電容性開關(guān)損耗。另一方面，當(dāng)VIN小于VOUT/2時(shí)，主功率MOSFET利用零電壓開關(guān)(ZVS)導(dǎo)通。ZVS結(jié)合BCM工作模式的零電流開關(guān)(ZCS)，可消除MOSFET導(dǎo)通開通損耗和輸出整流器的反向恢復(fù)損耗。
FAN9612的自動(dòng)相位管理可以滿足提高輕載效率的要求。FAN9612評測板(EVB)可以演示約30%(相位禁用)和40%(相位啟用)負(fù)載電流之間的相位管理能力，而利用FAN9612 MOT輸入則可準(zhǔn)確調(diào)節(jié)閾值。圖5顯示了在負(fù)載電流剛好下跌到最大額定值的30%以下致使某個(gè)相位禁用時(shí)，輕載效率的提高。當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到最大額定值的近40%時(shí)，兩通道交錯(cuò)式工作恢復(fù)。FAN9612 EVB是一個(gè)400W雙交錯(cuò)式BCM PFC轉(zhuǎn)換器，當(dāng)VIN=115VAC時(shí)，測得輕載負(fù)載效率提高1%；VIN=230VAC時(shí)，提高6.5%。
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| 圖5 FAN9612 EVB相位管理的效率性能包含EMI濾波器 |
總而言之，對于1KW以下的PFC解決方案，F(xiàn)AN9612能夠?qū)崿F(xiàn)盡可能高的效率級別，并具有最豐富的功能和性能組合，是目前市面上最好的交錯(cuò)式BCM PFC控制器。
可受益于這種拓?fù)涞膽?yīng)用包括消費(fèi)電子產(chǎn)品、數(shù)字顯示器 (LCD、PDP、醫(yī)療設(shè)備)、照明、臺式電腦、入門級服務(wù)器、電信整流器、工業(yè)電源系統(tǒng)，以及太陽能逆變器。
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