用LTB技術改善多相直流轉換器的響應速度
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
在與輸出功率相關的交流變量基礎上對系統(tǒng)穩(wěn)定性和小信號行為的研究結果表明：系統(tǒng)的狀態(tài)變量是流經(jīng)等效電感的總電流和輸出電容上的電壓降。多相交織系統(tǒng)可以用這些變量完全表征，并等效于只有一個單相位的DC/DC轉換器，其中，線圈可以被并聯(lián)的全部電感(等效電感)代替，等效開關頻率是單相開關頻率的N倍(N是相位的數(shù)量)。
由這種模型可以看出，為什么用比單相系統(tǒng)更高的誤差放大器斜率(GBWP)可以實現(xiàn)更快的控制系統(tǒng)。當然，這樣做還有助于保持輸出電壓的穩(wěn)定，即使在負載瞬變時也能很好地得到穩(wěn)壓。然而，最近的CPU電氣規(guī)范中負載瞬變速率已經(jīng)高達1200A/us(50ns為100A)，使得控制系統(tǒng)幾乎不可能及時響應這種陡峭的變化。結果是中頻以上輸出濾波器電容的成本上升，例如22uF多層陶瓷電容(MLCC)。
動作延時
目前使用的控制器一般要么是上升沿架構要么是下降沿架構，每種架構都有各自的優(yōu)缺點。采用下降沿控制架構的控制器在每個時鐘周期的開始打開，這種控制器可以響應控制器打開時發(fā)生的任何瞬態(tài)事件。然而，如果瞬態(tài)事件發(fā)生在控制器關閉期間，那么它必須等到下一個時鐘周期才能做出響應。而采用上升沿架構的控制器在每個時鐘周期內是關閉的，這種控制器可以響應在它關閉時發(fā)生的瞬態(tài)事件，但必須等到下一個時鐘周期才能響應這種控制器打開時發(fā)生的瞬態(tài)事件。在這兩種架構中，一般都會在PWM比較器的輸出端放置一個鎖存器，用以在響應瞬態(tài)事件時建立一個周期的延遲。
雙沿調制器在判斷何時打開或關閉時不受時鐘周期的約束，打開信號取決于誤差信號。同樣地，誤差信號會通知控制器何時關閉。這種架構再加上快速輸出反饋即可允許所有相位同時響應瞬態(tài)事件。雖然基本的雙沿調制器可以改善系統(tǒng)性能，但很重要的是還能解決引入系統(tǒng)響應延遲和妨礙理想瞬時響應的其它架構問題。如果將“動作延時(action delay)”看作是從控制器識別負載瞬變的發(fā)生到命令接通所有上邊(highside)功率MOSFET的時間，那么對這一延時的影響因素至少有以下幾種：
1. 遙測(Remote sense)用來以完全差分的方式檢測CPU上的電壓，采用運放實現(xiàn)。運放引入的延時Trb=1/GBWPrb(Trb=100ns)，其中GBWPrb在10MHz左右。遙測放大器必須從反饋路徑中移除，這可以通過只檢測遠端內核地(core ground)實現(xiàn)，這樣會損失高頻共模抑制比(CMRR)。圖1是傳統(tǒng)的遠端緩存連接，這里的遠端緩存會引入延時Trb，因為它位于反饋路徑上。圖2所示的遙測是在反饋路徑外實現(xiàn)的，因此Trb=0。
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圖1：全差分CPU遙測，采用傳統(tǒng)遠端緩存連接 |
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圖2：CPU地遙測，這是在反饋路徑外實現(xiàn)的 |
2. 與純粹的雙沿架構相比，采用鎖存器的雙沿實現(xiàn)方案會降低系統(tǒng)響應速度，不能發(fā)揮雙沿架構的優(yōu)勢。為了充分發(fā)揮雙沿架構的優(yōu)勢，系統(tǒng)中必須取消時鐘和鎖存器。然而，以成本為主導的解決方案受內嵌功率MOSFET驅動器的控制器的控制。這些驅動器會在每個開關邊沿產(chǎn)生噪聲，從而降低模擬前端的抗噪聲能力，冒很大的抖動風險。限制基底噪聲的方法有好幾種，如精確的IC設計、噪聲隔離的硅組件等。這些方法中有兩種具有較大的PWM斜坡(ramp)和鎖存PWM脈沖(latched PWM pulse)。
鎖存雙沿PWM調制器有很強的抗噪聲性能，但它會產(chǎn)生正比于開關周期的長動作延時Ta。當然也取決于負載瞬變發(fā)生的時刻。
在鎖存式雙沿PWM調制器中，最長的動作延時發(fā)生在下邊功率MOSFET接通時負載瞬變發(fā)生的時刻。約T/2的動作延時是可能的，其中T為開關周期。沒有鎖存器的雙沿調制器可以極大地改善消除Ta后的動作延時。
3. 誤差放大器本地環(huán)路必須在負載瞬變發(fā)生時避免急劇的輸出電壓下降。這樣控制環(huán)路可以忽略PWM斜坡，強迫所有的PWM脈沖為“1”，從而同時接通上邊的功率MOSFET。此時要求控制電壓處于飽和狀態(tài)。為了產(chǎn)生誤差放大器飽和狀態(tài)，需要在反饋網(wǎng)絡中插入電容Cp，如圖3所示。
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圖3：負載瞬變時的COMP飽和 |
Cp為控制電壓(COMP)提供了導數(shù)分量(derivative component)。大的Cp電容可以使COMP更快飽和，很容易高于PWM斜坡電壓，但會使系統(tǒng)變得不穩(wěn)定，或可能產(chǎn)生抖動(因此增大輸出電壓紋波需要更多輸出電容)。如果Cp很小，系統(tǒng)雖然穩(wěn)定了，但COMP電壓可能不會上升到高于PWM斜坡電壓足夠高的位置，這是一個存在的風險。
無論如何，將控制電壓推高到高于PWM斜坡電壓的時間取決于PWM斜坡有多高、GBWP有多少。通常斜率為10V/s、PWM斜坡電壓為2V。斜率產(chǎn)生的延時Tsr=200ns。通常在數(shù)據(jù)表中斜率(和GBWP)很難得到保證，因為它可以擴展得非常大。這種擴展使得這部分動作延時不可預測。
Cp的值必須認真選擇，需要考慮到即使在最壞的斜率情況下(甚至不知道)，COMP電壓也會上升到高于PWM斜坡電壓。Cp的增加會產(chǎn)生抖動(增加輸出電壓紋波)，使系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。穩(wěn)態(tài)狀況需要在負載瞬變過后很長一段時間才能恢復。
就Cp的選擇也有個矛盾之處：選擇Cp時需要考慮即使在最壞斜率情況下COMP電壓也能高過PWM斜坡，但Cp值也會設置負載瞬變后轉移的能量值。過高估計Cp會給輸出帶來太多的能量，從而產(chǎn)生較大的回鈴(ringback)電壓并增加穩(wěn)態(tài)的恢復時間。新一代非線性控制響應可以解決這個問題，它能取消延時Tsr，極大地改善盒狀內核電壓響應特性。
4.電源驅動器是控制器決策的硬件變換器(transducer)。電源驅動器能夠以最小的延時執(zhí)行命令非常重要。該延時等于T1和T2之和，其中T1代表切斷下邊功率MOSFET和接通上邊功率MOSFET之間的時間，T2是向驅動器本身傳送邏輯命令所需的時間。
具有嵌入式驅動器的控制器通常能減少這一延時，因為它們沒有T2。該延時來自控制器內很低速的數(shù)字緩存以及控制器與外部驅動器之間的大走線電容。通常商用控制器的數(shù)字緩存具有約1kΩ的飽和驅動電阻，而5英寸左右的走線電容約為100pF，因此可以得出T2≈100pFx1kΩ=100ns。
延時T1是驅動器內部延時與Tfall下邊和Trise上邊時間的總和。T2延時可能是100ns，T1也可能是100ns。
在了解這些延時參數(shù)后，在表1中我們比較了幾個主要的延時參數(shù)。動作延時有多個貢獻因素：Trb、Ta、Tsr、T1+T2。下面介紹如何減少除了Tsr以外的所有這些因素，同時也會介紹與沒有鎖存器的純雙沿調制器相關的所有考慮因素。
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表：主要的延時參數(shù)值比較 |
LTB技術可以解決這些問題并消除Tsr
負載瞬態(tài)提升(Load Transient Boost, LTB)使用的“負載瞬態(tài)傳感器”是一種能在dv/dt超過內部門限時給出尖脈沖的電路。該電路的靈敏度可以通過改變與LTB引腳連接的外部網(wǎng)絡進行設置。該傳感器可以識別加載負載和斷開負載兩種瞬變情況。
如圖4所示，當發(fā)生負載瞬變時(加載負載)，“加載PWM斜坡電壓”輸出端的電壓(紅色)被設置為雙沿PWM斜坡的下層基值，從該值開始形成斜率為m的斜坡；當負載斷開時，“負載斷開PWM斜坡電壓”的輸出端的電壓(藍色)被設為雙沿PWM斜坡電壓的上層基值，從該值開始形成斜率為m的斜坡電壓。
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圖4：負載瞬態(tài)提升方案 |
如圖5所示，每個負載加載斷開PWM斜坡再與COMP進行比較，產(chǎn)生正確的PWM脈沖，其脈沖寬度代表了系統(tǒng)需要的正確能量值。而誤差放大器將繼續(xù)在“小信號”條件下工作。
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圖5：負載瞬態(tài)提升控制 |
負載斷開時，上述脈沖會切斷所有功率MOSFET，特別是下邊的功率MOSFET。這樣可以極大地改善輸出電壓響應。加載負載時，名為“PWMBOOST”的脈沖將與每個PWM脈沖在每個相位進行“或”操作。“或”操作可以取消交織相移，并傳送誤差放大器要求的正確數(shù)量的能量。“LTB BRAKE”是一種數(shù)字濾波器，可以跳過最接近的交織PWM脈沖，直接到PWMBOOST。這款濾波器能夠顯著地提高輸出電壓響應。
與LTB技術相關的動作延時有幾個ns：它直接以數(shù)字方式動作，對交織相移進行復位。這一延時主要是由傳感器比較器引起的(約10ns)。因此LTB技術可以將Tsr從100ns減少到10ns，并且最重要的是它能使系統(tǒng)對沒有保證的參數(shù)擴展不敏感。它還使得系統(tǒng)更“線性”，因為LTB傳送的能量是直接由誤差放大器控制的。
當所有上邊功率MOSFET導通從而增加電感電流時，整個電荷被用來在動作延時(AD)時間內保持輸出電壓。這意味著只有MLCC電容(通常為90%)才能提供輸出電壓，因為總的MLCC電容的等效串聯(lián)阻抗(ESR)遠小于總的大容量(bulk)電容(即15×10uF MLCC的總ESR為0.16mΩ，而4×560uF大容量電容的總ESR為1.5mΩ，比率為1:10，因此所需電荷的90%由MLCC電容提供)。
可以根據(jù)AD計算得出在負載瞬變ΔIo和時間長度To后至少需要多少MLCC電容才能保持輸出電壓在給定的電壓下降ΔVout內。動作延時后電感電流增加TL，其中：
在式中，L=電感值；N=相位數(shù)量；Vin=多相輸入電壓；Vo=輸出電壓。根據(jù)幾何公式計算可以得到：
該電荷的90%由MLCC維持，而10%由大容量電容提供，因此可以得到：
因此，與動作延時直接相關的MLCC電容的數(shù)量就變得非常重要，因為它們直接與成本有關。
仿真與實驗結果
仿真結果的依據(jù)是以下材料清單和規(guī)范：
1. 帶Intel socket 775的BTX母板模型；
2. 帶嵌入式驅動器和位于反饋路徑外的遙測電路的N=3相交織控制器；
3. 開關頻率為450kHz；
4. 在To=50ns內負載瞬變范圍為15A到65A(ΔIo=50A)；
5. 電感L=200nH、DCR為0.5mΩ；
6. 大容量電容Oscon 4×560uF，ESR為6mΩ；
7. MLCC電容15×10uF和3×22uF；
8. 系統(tǒng)輸出阻抗(固定偏差)Rd=1mΩ；
9. 每相上邊1×STD55NH30LL；
10. 每相下邊1×STD95NH30LL；
11. 輸入電壓Vin=12V；
12. 輸出電壓Vo=1.4V；
13. 輸出電壓紋波10mVp-p。
仿真結果很好地表明了交織相移如何被取消的。當交織相移為零時，輸出電壓由MLCC電容維持，最重要的是22uF的MLCC電容。為了去除任何回鈴或過多的傳送能量，LTB Brake機制可減少流進三個電感中任一個的電流。因此，輸出電壓具有真正的輸出阻抗(盒狀波形)。4~5us后輕微的下沖是控制環(huán)路恢復穩(wěn)態(tài)狀況所需的時間，它與系統(tǒng)的總GBWP和電流共享環(huán)路增益有關。在這個低頻點，系統(tǒng)還對大容量電容的數(shù)量敏感。
如果采用公式1、2和3以及早前所述的電氣規(guī)范，可以得出：ΔVout =Rd×ΔIo=1mΩ×50A=50mV；TL=314ns；ΔQ =12uC；CMLCC =216uF。該等效電容對應于15×10uF和3×22uF。
在負載斷開時，LTB脈沖切斷所有功率MOSFET。這一功能可以減少輸出大容量電容的額外電荷，因為電感電流的斜率從Vo/L到(Vo+Vd)/L有了很大的提高，其中Vd是下邊功率MOSFET的體-漏二極管電壓降。該功能還能避免負電流流進電感，從而取消輸出電壓反向回鈴。
實驗測量結果是利用第一款實現(xiàn)LTB技術的商用產(chǎn)品獲得的。該產(chǎn)品現(xiàn)在是ST公司的L6713A，L6713A首次采用了完整的機制來減少動作延時、反饋路徑外的遙測、異步雙沿調制器、LTB技術和嵌入式驅動器。該器件可以采用2個或3個交織相位，適合Intel的VR10.x、VR11和AMD的K8-F處理器使用。
實驗結果與仿真結果的相同材料清單和相同規(guī)范有關。少量的回鈴來自于建模不完善的母板寄生效應?；谏鲜鲈?，輸出電壓尖峰也要高于仿真結果。加載負載和斷開負載時的響應時間(恢復穩(wěn)態(tài)狀況所需的時間)對仿真和實驗測量來說是相同的。
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