控制開關頻率，優(yōu)化完整負載及線路電壓范圍內(nèi)的能效

環(huán)保因素已經(jīng)為當代電源設計催生新的能效要求。例如，80 PLUS倡議及其銅級、銀級和金級衍生標準(見參考資料[1])迫使臺式機及服務器制造商尋求創(chuàng)新的方案。一項重點就在于功率因數(shù)校正(PFC)段，此段跟EMI濾波器一起在低線路電壓、滿載條件下可能消耗輸出功率的5%至8%。

然而，在一般情況下，相關器件并不是總是以它們設計的最大功率工作，而只有短時間以最大功率工作。因此，要有效地節(jié)能，“綠色要求”不僅針對滿載能效。相反，這些要求傾向于因應實際工作條件，規(guī)定在滿額功率20%、50%及100%等不同負載狀況下的最低平均能效等級，或是能效比。

因此，中低負載條件下的能效比已成為要應對的要點。降低開關頻率是減小這些條件下功率損耗的常見選擇。要在極低功率條件下提供極高能效，這方案在中等功率等級的應用就必須非常審慎。本文將闡釋如何管理開關頻率以提供最優(yōu)能效性能。文中將簡述電流控制頻率反走(CCFF)技術的原理。這種新方案在控制開關頻率方面極為有用，提供最優(yōu)的平均能效及輕載能效等級。

臨界導電模式或不連續(xù)導電模式

開關損耗難于精確預測。當PFC升壓轉(zhuǎn)換器從臨界導電模式(CrM)跳轉(zhuǎn)到不連續(xù)導電模式(DCM)時，我們還是可以根據(jù)工作模式來判定損耗趨勢。圖1顯示了這兩種模式在相同功率及線路條件下(如相同線路電流)的MOSFET電流波形。

無論在什么工作模式，線路電流是開關周期內(nèi)的電感電流的平均值，而開關周期就是PFC升壓轉(zhuǎn)換器之電磁干擾(EMI)濾波器工作的平均過程時間。

在CrM下，線路電流的計算非常簡單(1)：

如上所述，DCM下的導通時間就是將CrM下的導通時間乘以一個因數(shù)m(m>1)，以維持提供恰當?shù)墓β?。因此，電感峰值電流與電流周期時長均乘以導通時間與退磁時間之和：

圖2顯示了沒有頻率反走條件下獲得的DCM損耗相對于CrM損耗的百分比。DCM損耗與CrM損耗之比根據(jù)等式(2)來計算，α比的值在1至10之間變化。當α為1時，頻率并未降低，因此DCM損耗及CrM損耗相等，使二者之比為100%。α值越高，當DCM能效降低時，DCM損耗與CrMR損耗之百分比就越高；相反，當采用頻率反走

圖2顯示出：

- 當導電損耗較高或處在相同范圍時，頻率反走技術增加了損耗(棕色跡線)。當大的均方根電流在轉(zhuǎn)換器中環(huán)流時，如當PFC段處在重負載、低線路電壓條件下，就出現(xiàn)這種情況。

- 當導電損耗略小于開關損耗時，就需要有限程度地降低頻率。但程度必須有限。否則，就完全泯滅了在開關損耗方面的好處，或者是無法針對導電損耗增加(綠色及紫色跡線)提供補償。這種情況與線路及負載條件相對應，導致轉(zhuǎn)換器流動中等的電流……

- 當導電損耗相對于開關損耗極低時(藍色及橙色跡線)，頻率反走大幅降低總體損耗。然后，在線路電流較小的條件下，必須降低開關頻率。

應當注意的是，頻率反走技術帶給MOSFET開關損耗的好處被低估了(“DCM開關損耗為將CrM開關損耗最少除以

實驗數(shù)據(jù)

下述數(shù)據(jù)是使用以NCP1631(見參考資料[2])驅(qū)動的兩相交錯式PFC段獲得的。此控制器采用頻率鉗位臨界導電模式(FCCrM)工作，還具有頻率反走功能。但應當指出的是，與CCFF(見下一段)相比，頻率鉗位并不取決于電流電平，而是在電流半正矢波范圍內(nèi)給定功率條件下保持恒定。圖3顯示了NCP1631 300 W評估板在施加了115 Vrms輸入電壓、10%、20%及50%負載條件下的能效。調(diào)節(jié)電路的反走特性以測量20%負載條件下三種不同工作頻率時的能效，并考慮測量其它兩種負載工作條件下兩種不同工作點時的能效。下面的數(shù)據(jù)印證了輕載條件下頻率下降時能效提升，且在負載較重時開關頻率逐漸減小的情況下能效降低。

電流控制頻率反走(CCFF)

沿襲這些能效考慮因素，安森美半導體推出了采用所謂的電流控制頻率反走(CCFF)技術以驅(qū)動PFC升壓段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下，當線路電流超過設定點時，PFC段采用傳統(tǒng)CrM工作。相反，當電流低于此預設值時，在線路電流降低到0時，開關頻率下降到約20 kHz(見參考資料[3]和[4])。

實際上，這些控制器監(jiān)測線路電壓以構建線路電流的信號表征。內(nèi)部計算產(chǎn)生一個電流，此電流結合外部電

對CrM PFC升壓段的開關頻率進行鉗位通常導致線路電流失真，因為傳統(tǒng)電流波形原理假定采用CrM工作這種傳統(tǒng)局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服，其方式跟安森美半導體的FCCrM電路類似(如NCP1605)：集成了一個電路(稱為VTON處理模塊)來調(diào)制導通時間，以補償存在的死區(qū)時間。此模塊基于積分器(詳情參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)表)，在對開關紋波進行了恰當濾波的條件下，其時間常數(shù)接近100 μs。

如圖5所示，在大線路電流條件下，CCFF升壓段傾向于采用CrM工作；隨著線路電流減小，控制器采用不連續(xù)導電模式(DCM)工作。通過這種方式，即使在DCM條件下，MOSFET導通時間被延長，直至MOSFET漏極-源極電壓位于谷底以提供最佳節(jié)能效果。

CCFF技術進一步催生了穩(wěn)定的谷底工作。

圖6 – NCP1612評估板在230 V、160 W條件下接近線路過零點時的工作。MOSFET漏極-源極電壓為紅色跡線，而藍色跡線代表的是MOSFET電流。

CCFF使寬負載條件下的能效曲線變得更平坦

我們基于NCP1611評估板進行了測試(見參考資料[3])。這電路板是纖薄(厚度低于13 mm) PFC段，其設計旨在寬交流線路條件下提供160 W功率，如圖7所示。

此電路板的設計旨在采用CCFF工作。然而，通過迫使高于2.5 V時的線路電流信號表征來關閉CCFF頻率反走特性，此電路板也可以輕易地采用CrM工作。此外，通過防止線路信號表征下降至低于0.75 V，也可以關閉CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后，這種多用性也支持測試三種模式：CrM、CCFF及關閉跳周期的CCFF，提供極佳的相互比較，因為它們在相同的應用中工作，且使用相同的外部元器件。這樣一來，就可以精確地比較這三種模式。

公平地比較也要求在有可能實現(xiàn)更好的定制方案時避免過大地影響某種模式的配置。但若每種模式都相同，便可能使其中某種模式不恰當?shù)靥幱诓焕匚弧４穗娐返脑O計